专利名称：移相全桥电路及其控制方法
技术领域：
本发明涉及一种DC/DC(直流-直流变换器)，特别是涉及一种软开关(soft switching)的移相全桥电路。
背景技术：
在电动汽车、混合动力汽车中，车用DC/DC用于将高压电池的电压转换成低压，从而给低压负载供电，同时给低压电池充电。为了提高DC/DC的效率，减小体积，降低成本，软开关技术被广泛应用。车用DC/DC通常采用移相全桥电路来实现软开关。请参阅图1，这是一种现有的移相全桥电路，包括一变压器 TX ；一超前桥臂，由MOS管Ql和Q2串接组成；一滞后桥臂，由MOS管Q3和Q4串接组成，这两个MOS管的连接节点D与变压器TX 一次侧的一端连接；两箝位二极管D1、D2，反相串接于MOS管Ql和Q3的连接节点A和MOS管Q2和Q4 的连接节点B之间，这两个箝位二极管Dl和D2的连接节点E与变压器TX —次侧的另一端连接；一谐振电感Li，串接于两个MOS管Ql和Q2的连接节点C与连接节点E之间；一输出电路，主要由两整流MOS管Q5、Q6、输出电感L2和输出电容C组成；变压器 TX 二次侧的一端连接整流MOS管Q5后接地；变压器TX 二次侧的另一端连接整流MOS管Q6 后接地；变压器TX 二次侧的中间抽头(将变压器TX 二次侧平均分为两个线圈)串接输出电感L2和输出电容C后接地。图1所示的移相全桥电路中，输入的直流电压Vin加在连接节点A和连接节点B 之间，输出的直流电压Vo为输出电容C的两端，即，未画出的负载是与输出电容C并联的。图1所示的移相全桥电路的控制方法如图2所示，其中0A、0B、0C、0D、0E、0F分别为MOS管Ql Q6的外加栅极电压，V_TX为变压器TX的一次电压(原边电压)，I_TX为变压器TX的一次电流(原边电流)。在一个工作周期内整个移相控制可以分为如下几个阶段阶段1 OA、OD、OF为高电平，OB、0C、OE为低电平，MOS管Ql、Q4、Q6导通，V_TX为正，I_TX增加；阶段2 =OD变为低电平，MOS管Q4关断，谐振电感Ll与MOS管Q3漏源极之间的寄生电容、Q4漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管Q4漏源极之间的电压开始上升，S卩，MOS 管Q3漏源极之间的电压开始下降。V_TX下降，I_TX继续增加。阶段3 =OC变为高电平，此时，MOS管Q1、Q3导通，由MOS管Ql Q4组成的全桥结构进入续流模式，V_TX为零，I_TX减小。与此同时OE变为高电平，即MOS管Q5、Q6同时导
οMOS管Q4关断与MOS管Q3导通之间的时间间隔(即阶段2的时间长度)为MOS管Q3、Q4(滞后桥臂)的死区时间，该死区时间应仔细选择以使得MOS管Q3导通时其漏源极电压为零，从而实现MOS管Q3的零电压开通。该过程可通过图3所示的阶段2的等效电路来描述。图3中电容C3、C4分别代表MOS管Q3、Q4漏源极之间的寄生电容，其初始值分别为Vin和0 ;IL1为谐振电感Ll的电流，其初始值大于0。由于在该谐振过程中输入电源Vin 将会提供能量，所以MOS管Q4的漏源极电压一定能达到输入电压(即MOS管Q3的漏源极电压为零)，因此MOS管Q3的零电压开通总是可行的。阶段4 =OA变为低电平，MOS管Ql关断，谐振电感Ll与MOS管Ql漏源极之间的寄生电容、Q2漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管Ql漏源极之间的电压开始上升，S卩，MOS 管Q2漏源极之间的电压开始下降。V_TX反向上升，I_TX减小并反向。阶段5 :0Β变为高电平，此时，MOS管Q2、Q3导通，V_TX为负，Ι_ΤΧ反向增加。与此同时OF变为低电平，MOS管Q6关断。MOS管Ql关断与MOS管Q2导通之间的时间间隔(即阶段4的时间长度)为MOS 管Ql、Q2(超前桥臂)的死区时间，该死区时间应仔细选择以使得MOS管Q2导通时其漏源极电压为零，从而实现MOS管Q2的零电压开通。该过程可通过图4所示的阶段4的等效电路来描述。图4中电容Cl、C2分别代表MOS管Ql、Q2漏源极之间的寄生电容，其初始值分别为0和Vin ；ILl为谐振电感Ll的电流，其初始值大于0。在该谐振过程中输入电源Vin将会吸收能量，所以为了使MOS管Q2的漏源极电压能达到零，以下条件必须满足Ll · (I0)2 > 2 · Vin ·仏。式中，Ll为谐振电感Ll的电感量山为谐振电感Ll的初始电流，Vin为输入电源电压，％为MOS管Q2漏源极之间的寄生电容C2的初始电荷。阶段6 =OC变为低电平，MOS管Q3关断，谐振电感Ll与MOS管Q3漏源极之间的寄生电容、Q4漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管Q3漏源极之间的电压开始上升，S卩，MOS 管Q4漏源极之间的电压开始下降。V_TX下降，I_TX继续增加。此阶段与阶段2类似，分析过程不再累述。阶段7 =OD变为高电平，此时，MOS管Q2、Q4导通，由MOS管Ql Q4组成的全桥结构进入续流模式，V_TX为零，I_TX减小。与此同时OF变为高电平，即MOS管Q5、Q6同时导通。此阶段与阶段3类似，分析过程不再累述。阶段8 =OB变为低电平，MOS管Q2关断，谐振电感Ll与MOS管Ql漏源极之间的寄生电容、Q2漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管Q2漏源极之间的电压开始上升，S卩，MOS 管Ql漏源极之间的电压开始下降。V_TX反向上升，I_TX减小并反向。此阶段与阶段4类似，分析过程不再累述。根据以上分析，为了使MOS管Ql、Q2在导通之前漏源极电压为零，谐振电感Ll必须在谐振发生前储存足够的能量。这可以通过增大谐振电感Ll的电感量、或增大流过谐振电感Ll的电流来实现。然而，流过谐振电感Ll的电流是由负载决定的，这就决定了常用的移相全桥电路无法实现全负载范围内的软开关，即，在轻载(小负载)条件下移相全桥电路无法实现软开关
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种移相全桥电路的控制方法，该方法可以在轻载条件下实现软开关。为此，本发明还要提供所述控制方法适用的移相全桥电路，其能提高系统的效率。为解决上述技术问题，本发明移相全桥电路的控制方法将移相全桥电路的一个工作周期分为如下10个阶段；其中OA、OB、0C、0D、0E、OF分别为MOS管Ql Q6的外加栅极电压，V_TX为变压器TX的一次电压，I_TX为变压器TX的一次电流；阶段1 :0A、0D、OF为高电平，0Β、0C、OE为低电平，MOS管Ql、Q4、Q6导通，V_TX为正，I_TX增加；阶段2 =OD变为低电平，MOS管Q4关断，变压器TX原边漏感与MOS管Q3漏源极之间的寄生电容、Q4漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管Q4漏源极之间的电压开始上升， 即，MOS管Q3漏源极之间的电压开始下降；V_TX下降，I_TX继续增加；阶段3 =OE变为高电平，MOS管Q5、Q6同时导通；此时，变压器TX副边(二次侧) 短路，ι_τχ迅速上升；阶段4 =OC变为高电平，此时，MOS管Q1、Q3导通，由MOS管Ql Q4组成的全桥结构进入续流模式，ν_ΤΧ为零，I_TX缓慢减小；阶段5 =OA变为低电平，MOS管Ql关断，变压器TX原边的漏感与MOS管Ql漏源极之间的寄生电容、Q2漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管Ql漏源极之间的电压开始上升，BP, MOS管Q2漏源极之间的电压开始下降；V_TX反向上升，I_TX减小并反向；阶段6 :0Β变为高电平，此时，MOS管Q2、Q3导通，V_T为负，I_TX反向增加；与此同时OF变为低电平，MOS管Q6关断；阶段7 =OC变为低电平，MOS管Q3关断，变压器TX原边漏感与MOS管Q3漏源极之间的寄生电容、Q4漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管Q3漏源极之间的电压开始上升， 即，MOS管Q4漏源极之间的电压开始下降；V_TX下降，I_TX继续增加；阶段8 =OF变为高电平，MOS管Q5、Q6同时导通；此时，变压器TX副边短路，I_TX 迅速上升；阶段9 =OD变为高电平，此时，MOS管Q2、Q4导通，由MOS管Ql Q4组成的全桥结构进入续流模式，ν_ΤΧ为零，I_TX缓慢减小；阶段10 =OB变为低电平，MOS管Q2关断，变压器TX原边的漏感与MOS管Ql漏源极之间的寄生电容、Q2漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管Q2漏源极之间的电压开始上升，BP, MOS管Ql漏源极之间的电压开始下降；V_TX反向上升，I_TX减小并反向。所述控制方法中，MOS管可全部或部分替换为绝缘栅双极型晶体管。上述移相全桥电路的控制方法适用的移相全桥电路，必须同时满足以下两个条件其一，变压器的一次侧为全桥结构，该全桥结构为^fMOS管组成，其中η为自然数；其二，变压器的二次侧为同步整流结构，即变压器的二次侧绕组的两端各通过一个MOS管接地。所述电路中MOS管可全部或部分替换为绝缘栅双极型晶体管。本发明移相全桥电路的控制方法可以在轻载情况下实现软开关，其适用的移相全桥电路可以省略变压器TX —次侧的谐振电感Ll及两个箝位二极管Dl、D2，从而降低系统成本，减小系统体积。去除掉的器件原本也是会产生损耗的，删除后可以进一步提高系统的效率。
图1是现有的一种移相全桥电路；图2是现有的移相全桥电路的控制方法的时序图；图3是图2中阶段2的等效电路图；图4是图2中阶段4的等效电路图；图5是本发明所述方法特别适用的一种移相全桥电路；图6是本发明的移相全桥电路控制方法的时序图；图7是图6中阶段3的等效电路图；图8是图6中阶段5的等效电路图；图9是本发明的移相全桥电路的控制方法的实施环境示意图；图10是本发明的移相全桥电路的控制方法在测试环境下的波形。图中附图标记说明Ql Q4均为MOS管；Q5、Q6为整流MOS管；Ll为谐振电感；D1、D2为箝位二极管； TX为变压器；L2为输出电感；C为输出电容；Vin为直流输入电压；Vo为直流输出电压；OA、 OB、0C、0D、0E、OF分别为MOS管Ql Q6的外加栅极电压;V_TX为变压器一次电压；I_TX 为变压器一次电流；Cl C4分别是MOS管Ql Q4的源漏极之间的寄生电容；Vcl Vc4 分别是寄生电容Cl C4两端的电压；ILl是流过谐振电感Ll的电流；Llk是变压器TX — 次侧的漏电感；IL是流过漏电感Llk的电流。
具体实施例方式本发明提供的移相全桥电路的控制方法如图6所示，该控制方法将移相全桥电路的一个工作周期分为如下10个阶段。其中0A、0B、0C、0D、0E、0F分别为MOS管Ql Q6的外加栅极电压，V_TX为变压器TX的一次电压，I_TX为变压器TX的一次电流。阶段1 :0A、0D、OF为高电平，0Β、0C、OE为低电平，MOS管Ql、Q4、Q6导通，V_TX为正，I_TX增加。阶段2 =OD变为低电平，MOS管Q4关断，变压器TX原边漏感与MOS管Q3漏源极之间的寄生电容、Q4漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管Q4漏源极之间的电压开始上升， 即，MOS管Q3漏源极之间的电压开始下降。V_TX下降，I_TX继续增加。阶段3 =OE变为高电平，MOS管Q5、Q6同时导通。该过程可通过图7所示的阶段3 的等效电路来描述。图7中电容C3、C4分别代表MOS管Q3、Q4漏源极之间的寄生电容；Llk代表变压器TX原边(一次侧)的漏电感。此时电容C4两端的电压大于零而小于输入电压Vin，变压器TX副边(二次侧)被MOS管Q5、Q6短路，所以流过变压器原边的漏感的电流急剧增加， 同时电容C4两端的电压快速上升。当电容C4两端的电压到达输入电压Vin时，MOS管Q3 的体二极管被导通，由MOS管Ql Q4组成的全桥结构进入续流模式。假设MOS管Q5导通与MOS管Q4关断同时发生，变压器TX原边漏电感在此阶段可吸收的最大能量为ΔΕ = Vin · Qc,式中，Vin为输入电源电压，Qc为MOS管Q4漏源极之间的寄生电容C4两端电压到达Vin所需电荷。阶段4 =OC变为高电平，此时，MOS管Q1、Q3导通，由MOS管Ql Q4组成的全桥结构进入续流模式，ν_ΤΧ为零，I_TX缓慢减小。MOS管Q4关断与MOS管Q3导通之间的时间间隔(即，阶段2和阶段3的时间长度之和)为MOS管Q3、Q4(滞后桥臂)的死区时间，该死区时间应仔细选择以使得MOS管Q3 导通时其源漏极电压为零，从而实现MOS管Q3的零电压开通。该死区时间的选择方法为现有技术，不再累述。阶段5 =OA变为低电平，MOS管Ql关断，变压器TX原边的漏感与MOS管Ql漏源极之间的寄生电容、Q2漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管Ql漏源极之间的电压开始上升，S卩，MOS管Q2漏源极之间的电压开始下降。V_TX反向上升，I_TX减小并反向。阶段6 :0Β变为高电平，此时，MOS管Q2、Q3导通，V_T为负，Ι_ΤΧ反向增加。与此同时OF变为低电平，MOS管Q6关断。MOS管Ql关断与MOS管Q2导通之间的时间间隔(即，阶段5的时间长度)为MOS 管Ql、Q2(超前桥臂)的死区时间，该死区时间应仔细选择以使得MOS管Q2导通时其漏源极电压为零，从而实现MOS管Q2的零电压开通。该过程可通过图8所示的阶段5的等效电路来描述。该死区时间的选择方法为现有技术，不再累述。图8中电容Cl、C2分别代表MOS管Q1、Q2漏源极的寄生电容；Llk代表变压器TX 原边的漏电感。在该谐振过程中输入电源Vin将会吸收能量，所以为了使MOS管Q2的源极电压能达到零，以下条件必须满足Elk > Vin -Qco式中，Elk为变压器TX原边漏电感Llk储存的能量，Vin为输入电源电压，％为MOS管Q2漏源极之间寄生电容C2的初始电荷。由于该漏电感在续流阶段初始时已经获得了能量ΔΕ = Vin ，再加上由于变压器励磁电流所产生的能量，关系式Elk > Vin · Qc总是能满足的，BP, MOS管Q2的零电压开通总是可行的。阶段7 =OC变为低电平，MOS管Q3关断，变压器TX原边漏感与MOS管Q3漏源极之间的寄生电容、Q4漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管Q3漏源极之间的电压开始上升， 即，MOS管Q4漏源极之间的电压开始下降。V_TX下降，I_TX继续增加。此阶段与阶段2类似，分析过程不再累述。阶段8 =OF变为高电平，MOS管Q5、Q6同时导通。此阶段与阶段3类似，分析过程不再累述。阶段9 =OD变为高电平，此时，MOS管Q2、Q4导通，由MOS管Ql Q4组成的全桥结构进入续流模式，ν_ΤΧ为零，I_TX缓慢减小。此阶段与阶段4类似，分析过程不再累述。阶段10 =OB变为低电平，MOS管Q2关断，变压器TX原边的漏感与MOS管Ql漏源极之间的寄生电容、Q2漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管Q2漏源极之间的电压开始上升，S卩，MOS管Ql漏源极之间的电压开始下降。V_TX反向上升，I_TX减小并反向。此阶段与阶段5类似，分析过程不再累述。根据以上分析，本发明移相全桥电路的控制方法从传递能量阶段切换到续流阶段的过程中，通过同步整流控制将变压器TX 二次侧短路，从而使得变压器TX —次侧漏感储存一定的能量，用以解决传统移相全桥电路控制方法中由于轻载时谐振能量不足而无法实现零电压开关的问题。图6所示的本发明移相全桥电路的控制方法中，阶段2与阶段3的总和相当于图2所示的现有方法的阶段2 ；阶段7与阶段8的总和相当于图2所示的现有方法的阶段6。本发明所述的控制方法可以适用于所有同时满足以下两个条件的移相全桥电路 其一，变压器TX —次侧为全桥结构，该全桥结构为如fMOS管组成，其中η为自然数；(当 η彡2时，η个MOS管并联相当于图1中的一个原边MOS管)其二，变压器TX 二次侧为同步整流结构，即变压器TX 二次侧绕组的两端各通过一个MOS管接地。显然，本发明所述的控制方法适用于图1所示的移相全桥电路。但是与本发明所述的控制方法相对应的最简化的移相全桥电路如图5所示，包括一变压器 TX ；一超前桥臂，由MOS管Ql和Q2串接组成，这两个MOS管Ql和Q2的连接节点C与变压器TX —次侧的一端连接；一滞后桥臂，由MOS管Q3和Q4串接组成，这两个MOS管Q3和Q4的连接节点D与变压器TX —次侧的另一端连接；输入的直流电压Vin加在MOS管Ql和Q3的连接节点A和MOS管Q2和Q4的连接节点B之间；一输出电路，主要由两整流MOS管Q5、Q6、输出电感L2和输出电容C组成；变压器 TX 二次侧的一端连接整流MOS管Q5后接地；变压器TX 二次侧的另一端连接整流MOS管Q6 后接地；变压器TX 二次侧的中间抽头(将变压器TX 二次侧平均分为两个线圈)连接串接的输出电感L2和输出电容C后接地；输出电容C的两端为输出的直流电压Vo。更具体地，所述MOS管Ql Q6也可以改为其他开关器件，比如IGBT (绝缘栅双极型晶体管)，IGBT的发射极相当于MOS管的源极，IGBT的集电极相当于MOS管的漏极。下面以MOS管Ql Q6均为NMOS为例说明，MOS管Ql的源极与MOS管Q2的漏极相连接，作为连接节点C。MOS管Q3的源极与MOS管Q4的漏极相连接，作为连接节点D。MOS管Ql的漏极与MOS管Q3的漏极相连接，作为连接节点A。MOS管Q2的源极与MOS管Q4的源极相连接，作为连接节点B并接地。输入的直流电压Vin的正极接在连接节点A，负极接在连接节点B。变压器TX —次侧只有一个绕组，变压器TX 二次侧具有一个平均分配二次侧绕组的中间抽头。变压器TX 二次侧的一端接整流MOS管Q5的漏极，变压器TX 二次侧的另一端接整流MOS管Q6的漏极，整流MOS管Q5、Q6的源极都接地。变压器TX 二次侧的抽头接串联的输出电感L2和输出电容C后接地。未画出的负载加在输出电容C的两端，即负载与输出电容C并联。图9显示了本发明所述控制方法的具体实施环境，其中的移相控制电路与图5完全一样，不再累述。其中，AWRS2191为原边MOSFET的驱动芯片，为MOS管Ql Q4提供外加的栅极电压，从而控制这些MOS管的导通或关断；UCC27322为副边MOSFET的驱动芯片， 为MOS管Q5、Q6提供外加的栅极电压，从而控制这些MOS管的导通或关断；IS07240为隔离芯片，用于变压器一次侧和二次侧的隔离；UC(^8950为控制芯片。图10是本发明移相全桥电路在图9所示的测试环境下的信号输出波形。测试条件直流输入电压为420V ；直流输出电压为IOV ；输出电流为10A。其中CHl表示变压器一次电压，CH4表示变压器一次电流。显然测试得到的CHl与图6中理论分析得到的V_TX相一致，测试得到的CH4也与图6中理论分析得到的I_TX相一致。
以上仅为本发明的优选实施例，并不用于限定本发明。对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
权利要求
1.一种移相全路电路的控制方法，其特征是，将移相全桥电路的一个工作周期分为如下10个阶段；其中OA、OB、0C、0D、0E、OF分别为MOS管一到MOS管六(Q1 Q6)的外加栅极电压，V_TX为变压器(TX)的一次电压，I_TX为变压器(TX)的一次电流；阶段 1 :0A、0D、0F 为高电平，0B、0C、0E 为低电平，MOS 管一 (Ql)、MOS 管四(Q4)、MOS 管六导通，V_TX为正，I_TX增加；阶段2 :0D变为低电平，MOS管四0H)关断，变压器(TX)原边漏感与MOS管三漏源极之间的寄生电容、MOS管四0H)漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管四0H)漏源极之间的电压开始上升，即，MOS管三0^3)漏源极之间的电压开始下降；V_TX下降，I_TX继续增加；阶段3 =OE变为高电平，MOS管五(Q5)、M0S管六0)6)同时导通；此时，变压器(TX)副边短路，I_TX迅速上升；阶段4 :0C变为高电平，此时，MOS管一(Q1)、M0S管三0)3)导通，由MOS管一到MOS管四(Ql Q4)组成的全桥结构进入续流模式，V_TX为零，I_TX缓慢减小；阶段5 :0Α变为低电平，MOS管一 Oil)关断，变压器(TX)原边的漏感与MOS管一 Ql漏源极之间的寄生电容、MOS管二 0^2)漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管一 Oil)漏源极之间的电压开始上升，即，MOS管二 0^2)漏源极之间的电压开始下降；V_TX反向上升，1_ TX减小并反向；阶段6 :0B变为高电平，此时，MOS管二(Q2)、M0S管三0)3)导通，V_T为负，I_TX反向增加；与此同时OF变为低电平，MOS管六(Q6)关断；阶段7 :0C变为低电平，MOS管三0^3)关断，变压器(TX)原边漏感与MOS管三漏源极之间的寄生电容、MOS管四0H)漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管三0^3)漏源极之间的电压开始上升，即，MOS管四0H)漏源极之间的电压开始下降；V_TX下降，I_TX继续增加；阶段8 :0F变为高电平，MOS管五(Q5)、M0S管六0)6)同时导通；此时，变压器(TX)副边短路，I_TX迅速上升；阶段9 :0D变为高电平，此时，MOS管二(Q2)、M0S管四0)4)导通，由MOS管一到MOS管四(Ql Q4)组成的全桥结构进入续流模式，V_TX为零，I_TX缓慢减小；阶段10 :0Β变为低电平，MOS管二 0^2)关断，变压器(TX)原边的漏感与MOS管一 Oil) 漏源极之间的寄生电容、MOS管二 ^!2)漏源极之间的寄生电容产生谐振，MOS管二 ^!2)漏源极之间的电压开始上升，即，MOS管一 Oil)漏源极之间的电压开始下降；V_TX反向上升， I_TX减小并反向。
2.根据权利要求1所述的移相全路电路的控制方法，其特征是，所述MOS管全部或部分替换为绝缘栅双极型晶体管。
3.权利要求1所述的控制方法适用的移相全桥电路，其特征是，必须同时满足以下两个条件其一，变压器的一次侧为全桥结构，该全桥结构为如个MOS管组成，其中η为自然数； 其二，变压器的二次侧为同步整流结构，即变压器的二次侧绕组的两端各通过一个MOS 管接地。
4.根据权利要求3所述的移相全桥电路，其特征是，包括一变压器(TX)；一超前桥臂，由MOS管一 Oil)和MOS管二 0^2)串接组成，这两个MOS管的连接节点三(C)与变压器(TX)—次侧的一端连接；一滞后桥臂，由MOS管三0^3)和MOS管四OH)串接组成，这两个MOS管的连接节点四(D)与变压器(TX)—次侧的另一端连接；输入的直流电压(Vin)加在MOS管一 0)1)和MOS管三0)3)的连接节点一㈧和MOS 管二 (Q2)和MOS管四(Q4)的连接节点二 (B)之间；一输出电路，主要由两整流MOS管0!5、Q6)、输出电感(L2)和输出电容(C)组成； 输出电容(C)的两端为输出的直流电压(Vo)。
5.根据权利要求4所述的移相全桥电路，其特征是，所述输出电路中，变压器(TX)二次侧的一端接整流MOS管五后接地，变压器(TX) 二次侧的另一端接整流MOS管六0^6) 后接地；变压器(TX) 二次侧的中间抽头接串联的输出电感(U)和输出电容(C)后接地。
6.根据权利要求3、4或5所述的移相全桥电路，其特征是，所述MOS管全部或部分替换为绝缘栅双极型晶体管。
全文摘要
本发明公开了一种移相全桥电路的控制方法，将移相全桥电路的一个工作周期分为如下10个阶段。其中OA、OB、OC、OD、OE、OF分别为MOS管Q1～Q6的外加栅极电压。该方法将OE、OC同时上升改为先后上升，将OF、OD同时上升改为先后上升，从而使得轻载条件下移相全桥电路也可实现软开关。本发明还公开了所述控制方法适用的移相全桥电路，只需在变压器一次侧为全桥结构且变压器二次侧为同步整流结构即可，这种电路可以省略变压器一次侧的谐振电感和箝位二极管，从而降低系统成本，减小系统体积，提高系统的效率。
文档编号H02M3/338GK102291002SQ20111022695
公开日2011年12月21日 申请日期2011年8月9日 优先权日2011年8月9日
发明者付登萌, 孙辉, 韩卫军 申请人:联合汽车电子有限公司