专利名称：基于MOSFET的自激式Sepic变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及自激式直流-直流(DC-DC)变换器，应用于开关稳压或稳流电源、高亮度LED驱动电路等，尤其是一种自激式Sepic变换器。
背景技术：
与线性(稳压或稳流)调节器和他激式DC-DC变换器相比，自激式DC-DC变换器具有性价比高的显著优点。图1给出的是一种基于BJT(双极型晶体管)的自激Skpic 变换器，包括由输入电容Ci、电感Ll、二极管Dl、NPN型BJT Ql、电容C、电感L2、二极管D和输出电容Co组成的kpic变换器主回路，输入电容Ci与直流电压源Vi并联，输出电容Co 两端电压为直流输出电压Vo，负载Ro与输出电容Co并联，直流电压源Vi的负端与直流输出电压Vo的负端、NPN型BJT Ql的发射极相连，直流电压源Vi的正端与电感Ll的一端相连，电感Ll的另一端与二极管Dl的阳极相连，二极管Dl的阴极与NPN型BJT Ql的集电极以及电容C的一端相连，电容C的另一端与二极管D的阳极以及电感L2的一端相连，电感 L2的另一端与直流电压源Vi的负端相连，二级管D的阴极与输出电压Vo的正端相连。图1所示基于BJT的自激式S印ic变换器还包括NPN型BJT Q2，NPN型BJT Q2的集电极和发射极分别与NPN型BJT Ql的基极和发射极相连，NPN型BJT Ql的基极还通过电阻Rl接于直流电压源Vi的正端，电阻R3和电容Cl组成并联支路，所述并联支路的一端与二极管Dl的阳极相连，所述并联支路的另一端与NPN型BJT Q2的基极以及电阻R2的一端相连，电阻R2的另一端与NPN型BJT Q2的发射极相连。图1所示基于BJT的自激式 S印ic变换器还包括电压反馈支路，稳压管Zl的阴极与直流输出电压Vo的正端相连，稳压管Zl的阳极与电阻R5的一端以及NPN型BJT Q3的基极相连，NPN型BJTQ3的集电极通过电阻R4与NPN型BJT Ql的基极相连，NPN型BJTQ3的发射极与电阻R5的另一端接于直流电压源Vi的负端。该电路的不足之处在于主开关管Ql采用BJT，因BJT的工作特性导致电路效率不够高，比较适合小功率(数瓦级以下)的场合。
发明内容
为克服基于BJT的自激式kpic变换器效率不够高以及仅仅适用于小功率的不足，本发明提供一种效率较高、适用功率范围较宽的基于MOSFET (金属氧化物半导体场效应晶体管)的自激Skpic变换器。本发明解决其技术问题所采用的技术方案是一种基于MOSFET的自激式S印ic变换器，包括由输入电容Ci、电感Ll、N型MOSFET Ml、电容C、电感L2、二极管D和电容Co组成的S印ic变换器主回路，输入电容Ci与直流电压源Vi并联，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载Ro与输出电容Co并联，直流电压源Vi的正端与电感Ll的一端相连，电感Ll的另一端与N型MOSFET Ml的漏极以及电容C的一端相连，N型MOSFET Ml的源极与电阻R3的一端相连，电阻R3的另一端与直流电压源Vi的负端以及直流输出电压Vo的负端相连，电容C的另一端与二极管D的阳极以及电感L2的一端相连，电感L2的另一端与直流电压源Vi的负端相连，二极管D的阴极与输出电压Vo的正端相连；所述基于MOSFET的自激式kpic变换器还包括辅助电源Ul、驱动电路U2和滞环比较器U3 ；辅助电源Ul用于提供驱动电路U2和滞环比较器U3工作所需的直流电源电压， 对直流输入电压Vi进行升压或降压的变换处理；驱动电路U2的输入端与滞环比较器U3 的输出端连接，驱动电路U2的输出端与N型MOSFET Ml的门极相连，驱动电路U2为N型 MOSFET Ml的开通和关断提供驱动；滞环比较器U3的输入端与电容Cl、电阻Rl和电阻R2 的一端相连，电容Cl的另一端与直流电压源Vi的负端相连，电阻Rl的另一端与二极管Dl 的阴极相连，电阻R2的另一端与二极管D2的阳极相连，二极管Dl的阳极和二极管D2的阴极与N型MOSFET Ml的漏极相连。所述基于MOSFET的自激式S印ic变换器还包括过流保护支路，所述过流保护支路包括电阻R5、电容C2和NPN型BJT Ql,电阻R5的一端与N型MOSFET Ml的源极相连，电阻 R5的另一端与电容C2的一端以及NPN型BJT Ql的基极相连，电容C2的另一端与NPN型 BJT Ql的发射极以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT Ql的集电极与滞环比较器U3 的输入端相连。作为优选的一种方案所述基于MOSFET的自激式kpic变换器还包括电压反馈支路，所述电压反馈支路包括电阻R6、电容C3、电阻R7、NPN型BJT Q2和电阻R4，电阻R6和电容C3组成并联支路，所述并联支路的一端与直流输出电压Vo的正端相连，所述并联支路的另一端与电阻R7的一端以及NPN型BJT Q2的基极相连，NPN型BJT Q2的发射极与电阻 R7的另一端以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT Q2的集电极通过电阻R4与滞环比较器U3的输入端相连。作为优选的另一种方案所述基于MOSFET的自激SkpiC变换器还包括电流反馈支路，所述电流反馈支路包括检测电阻R8、电压放大器U4、电阻R6、电容C3、电阻R7、NPN型 BJT Q2和电阻R4，检测电阻R8与负载Ro组成串联支路，所述串联支路与输出电容Co并联， 检测电阻R8的一端与直流电压源Vi的负端相连，检测电阻R8的另一端与负载Ro的一端以及电压放大器U4的输入端相连，电阻R6和电容C3组成并联支路，所述并联支路的一端与电压放大器U4的输出端相连，所述并联支路的另一端与电阻R7的一端以及NPN型BJT Q2 的基极相连，NPN型BJT Q2的发射极与电阻R7的另一端以及直流电压源Vi的负端相连， NPN型BJT Q2的集电极通过电阻R4与滞环比较器U3的输入端相连。本发明的技术构思为将单MOSFET基本自激单元电路应用于^5印化变换器中，使之成为新的自激式DC-DC变换器(如图2、3所示)。单MOSFET基本自激单元电路由N型 MOSFET Ml、二极管Dl、二极管D2、电阻R1、电阻R2、电容Cl、滞环比较器U3和驱动电路U2 组成。其特征如下M1为Sepic变换器主回路中的开关器件，Ml的门极与驱动电路U2的输出端相连，Ml的漏极与二极管Dl的阳极和二极管D2的阴极相连，Dl的阴极与电阻Rl的一端相连，D2的阳极与电阻R2的一端相连，电阻Rl和电阻R2的另一端都与滞环比较器U3 的输入端以及电容Cl的一端相连，电容Cl的另一端接于直流电压源Vi的负端，滞环比较器U3的输出端与驱动电路U2的输入端相连。为获得稳定的直流输出电压，在^5印化变换器主回路的输出端与单MOSFET基本自激单元电路的端口之间可增加一条电压反馈支路，可由NPN型BJT Q2、电阻R4、电阻R6、电阻R7和电容C3等组成(如图幻。为获得稳定的直流输出电流，在^^化变换器主回路的输出端与单MOSFET基本自激单元电路的端口之间可增加一条电流反馈支路，可由NPN型 BJT Q2、电阻R4、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电容C3和电压放大器U4等组成(如图3)。为防止Ml过流，在S印ic变换器主回路的输出端与单MOSFET基本自激单元电路的端口之间可增加一条过流保护支路，可由电阻R3、电阻R5、电容C2、NPN型BJT Ql等组成(如图2和图3)。本发明的有益效果主要表现在本发明提出基于MOSFET的自激Skpic变换器具有升降压的电压变换功能，电路结构简单、效率高，适合中小功率(数十瓦级以上)开关稳压或稳流电源、高亮度LED驱动电路等应用。
图1是现有基于BJT的自激式kpic变换器电路图。图2是基于MOSFET的自激式kpic变换器实施例1电路图。图3是基于MOSFET的自激式kpic变换器实施例2电路图。图4是基于MOSFET的自激式kpic变换器实施例1和实施例2中滞环比较器U3 的输入-输出电压特性图。图5是基于MOSFET的自激式S^ic变换器实施例1在电感电流连续工作模式下的理想波形图。图6是基于MOSFET的自激式S^ic变换器实施例2在电感电流连续工作模式下的理想波形图。
具体实施例方式下面结合附图对本发明作进一步描述。实施例1参照图2、图4和图5，一种基于MOSFET的自激式S^ic变换器，包括由输入电容 Ci、电感Ll、N型MOSFET Ml、电容C、电感L2、二极管D和电容Co组成的S印ic变换器主回路，输入电容Ci与直流电压源Vi并联，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载Ro 与输出电容Co并联，直流电压源Vi的正端与电感Ll的一端相连，电感Ll的另一端与N型 MOSFET Ml的漏极以及电容C的一端相连，N型MOSFET Ml的源极与电阻R3的一端相连，电阻R3的另一端与直流电压源Vi的负端以及直流输出电压Vo的负端相连，电容C的另一端与二极管D的阳极以及电感L2的一端相连，电感L2的另一端与直流电压源Vi的负端相连， 二极管D的阴极与输出电压Vo的正端相连；所述基于MOSFET的自激式S^ic变换器还包括辅助电源Ul、驱动电路U2和滞环比较器U3，辅助电源Ul用于提供驱动电路U2和滞环比较器U3工作所需的各种直流电源电压，根据实际需要可对直流输入电压Vi进行升压或降压的变换处理；驱动电路U2的输入端与滞环比较器U3的输出端连接，驱动电路U2的输出端与N型MOSFET Ml的门极相连，驱动电路U2为N型MOSFET Ml (即主开关管)的开通和关断提供驱动；滞环比较器U3的输入端与电容Cl、电阻Rl和电阻R2的一端相连，电容Cl 的另一端与直流电压源Vi的负端相连，电阻Rl的另一端与二极管Dl的阴极相连，电阻R2 的另一端与二极管D2的阳极相连，二极管Dl的阳极和二极管D2的阴极与N型MOSFET Ml的漏极相连。图2所示为基于MOSFET的自激式S印ic变换器实施例1，采用了过流保护支路，所述过流保护支路包括电阻R5、电容C2和NPN型BJT Ql，电阻R5的一端与N型MOSFET Ml的源极相连，电阻R5的另一端与电容C2的一端以及NPN型BJT Ql的基极相连，电容C2的另一端与NPN型BJT Ql的发射极以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT Ql的集电极与滞环比较器U3的输入端相连；还采用了电压反馈支路，所述电压反馈支路包括电阻R6、电容C3、电阻R7、NPN型BJT Q2和电阻R4，电阻R6和电容C3组成并联支路，所述并联支路的一端与直流输出电压Vo的正端相连，所述并联支路的另一端与电阻R7的一端以及NPN型 BJT Q2的基极相连，NPN型BJT Q2的发射极与电阻R7的另一端以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT Q2的集电极通过电阻R4与滞环比较器U3的输入端相连。图5所示基于MOSFET的自激式kpic变换器实施例1在电感电流连续工作模式下的理想波形图。其电路工作原理具体如下(1)电路上电启动阶段电路上电后，辅助电源Ul开始工作，将直流输入电压Vi 转换成驱动电路U2和滞环比较器U3工作所需的电压。随后，驱动电路U2和滞环比较器U3 也开始工作。刚开始即t = tO,电容Cl的端电压vcl为零，因vcl小于U3的下限参考电压Vrefl，U3输出vp低电平，经过U2功率放大输出vgl低电平，Ml关断，二极管D导通，由 Vi、Ci、Li、C、L2形成回路，由Vi、Ci、Li、C、D、Co、Ro形成另一回路，电感Ll正向充电，电感电流iLl正向增加，电感L2反向充电，电感电流iL2反向增加，电容C充电，输出电容Co 充电，电压vc、vo、vdl上升。同时，Cl通过Dl和Rl充电，电压vcl上升。当vcl上升至U3 的上限参考电压Vref2即t = tl，U3输出vp高电平，经过U2功率放大输出vgl高电平，Ml 导通。Ml导通后，D截止，由Vi、Ci、Ll、Ml、R3形成回路，由C、M1、R3、L2形成另一回路，电感Ll和L2正向充电，电感电流iLl和iL2正向增加，输出电压vo由输出电容Co维持，电压vdl等于零。同时Cl通过D2和R2放电，电压vcl下降。当vcl下降至U3的下限参考电压Vrefl即t = t2，U3输出vp低电平，经过U2功率放大输出vgl低电平，Ml再次关断， 电路进入下一个自激周期。Ml关断时，D导通，电感L2处于放电状态，电感电流iL2减小， 若电压vdl小于直流输入电压Vi，电感Ll就会处于充电状态，电感电流iLl增加；电压vdl 大于直流输入电压Vi，电感Ll就会处于放电状态，电感电流iLl减小。历经若干个周期，当电路的输出电压达到设定值Vo以后，电路就完成了上电启动过程，进入稳态工作阶段。(2)电路稳态工作阶段当电路的输出电压达到设定值Vo以后，电路的电压反馈支路就开始起作用。当输出电压高于设定值Vo时，Q2导通，通过加大电容Cl的放电电流缩短Ml的导通时间(即t5-t4)、延长Ml的关断时间(即t4-t3)，实现输出电压的降低。当输出电压低于设定值Vo时，Q2关断，单MOSFET基本自激单元电路独立工作，Ml的导通和关断时间又恢复原样，实现输出电压的提升。由此，电路可实现输出稳压。实施例1电路工作后，无论是启动状态还是稳态工作状态，只要Ml出现过流，过流保护支路就会起作用。当R3、R5和C2检测到Ml过流，Ql会立即导通，瞬间加大电容Cl的放电电流，待vcl下降并低于U3的下限参考电压Vrefl后Ml就会关断，阻止Ml中电流继续增加。实施例2参照图3、图4和图6，本实施例还包括电流反馈支路，所述电流反馈支路包括检测电阻R8、电压放大器U4、电阻R6、电容C3、电阻R7、NPN型BJT Q2和电阻R4，检测电阻R8 与负载Ro组成串联支路，所述串联支路与输出电容Co并联，检测电阻R8的一端与直流电压源Vi的负端相连，检测电阻R8的另一端与负载Ro的一端以及电压放大器U4的输入端相连，电阻R6和电容C3组成并联支路，所述并联支路的一端与电压放大器U4的输出端相连，所述并联支路的另一端与电阻R7的一端以及NPN型BJT Q2的基极相连，NPN型BJTQ2 的发射极与电阻R7的另一端以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT Q2的集电极通过电阻R4与滞环比较器U3的输入端相连。本实施例的电路工作原理具体如下(1)电路上电启动阶段与实施例1相同，历经若干个周期，当电路的输出电流达到设定值Io以后，电路就完成了上电启动过程，进入稳态工作阶段。(2)电路稳态工作阶段当电路的输出电流达到设定值Io以后，电路的电流反馈支路就开始起作用。当输出电流高于设定Io值时，Q2导通，通过加大电容Cl的放电电流缩短Ml的导通时间(即t5-t4)、延长Ml的关断时间(即t4-t3)，实现输出电流的降低。当输出电流低于设定值Io时，Q2关断，单MOSFET基本自激单元电路独立工作，Ml的导通和关断时间又恢复原样，实现输出电流的提升。由此，电路可实现输出稳流。本实施例的其他电路结构与实施例1相同。本说明书实施例所述的内容仅仅是对发明构思的实现形式的列举，本发明的保护范围的不应当被视为仅限于实施例所陈述的具体形式，本发明的保护范围也及于本领域技术人员根据本发明构思所能够想到的等同技术手段。
权利要求
1.一种基于MOSFET的自激SkpiC变换器，其特征在于包括由输入电容Ci、电感Li、 N型MOSFET Ml、电容C、电感L2、二极管D和电容Co组成的S^ic变换器主回路，输入电容 Ci与直流电压源Vi并联，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载Ro与输出电容Co 并联，直流电压源Vi的正端与电感Ll的一端相连，电感Ll的另一端与N型MOSFET Ml的漏极以及电容C的一端相连，N型MOSFET Ml的源极与电阻R3的一端相连，电阻R3的另一端与直流电压源Vi的负端以及直流输出电压Vo的负端相连，电容C的另一端与二极管D的阳极以及电感L2的一端相连，电感L2的另一端与直流电压源Vi的负端相连，二极管D的阴极与输出电压Vo的正端相连；所述基于MOSFET的自激式S印ic变换器还包括辅助电源Ul、驱动电路U2和滞环比较器U3，辅助电源Ul用于提供驱动电路U2和滞环比较器U3工作所需的直流电源电压，对直流输入电压Vi进行升压或降压的变换处理；驱动电路U2的输入端与滞环比较器U3的输出端连接，驱动电路U2的输出端与N型MOSFET Ml的门极相连，驱动电路U2为N型MOSFET Ml的开通和关断提供驱动；滞环比较器U3的输入端与电容Cl、电阻Rl和电阻R2的一端相连，电容Cl的另一端与直流电压源Vi的负端相连，电阻Rl的另一端与二极管Dl的阴极相连，电阻R2的另一端与二极管D2的阳极相连，二极管Dl的阳极和二极管D2的阴极与N型 MOSFET Ml的漏极相连。
2.如权利要求1所述基于MOSFET的自激式kpic变换器，其特征在于所述基于 MOSFET的自激式Sepic变换器还包括过流保护支路，所述过流保护支路包括电阻R5、电容 C2和NPN型BJT Ql,电阻R5的一端与N型MOSFET Ml的源极相连，电阻R5的另一端与电容C2的一端以及NPN型BJT Ql的基极相连，电容C2的另一端与NPN型BJT Ql的发射极以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT Ql的集电极与滞环比较器U3的输入端相连。
3.如权利要求1或2所述基于MOSFET的自激式S印ic变换器，其特征在于所述基于 MOSFET的自激式S印ic变换器还包括电压反馈支路，所述电压反馈支路包括电阻R6、电容 C3、电阻R7、NPN型BJT Q2和电阻R4，电阻R6和电容C3组成并联支路，所述并联支路的一端与直流输出电压Vo的正端相连，所述并联支路的另一端与电阻R7的一端以及NPN型BJT Q2的基极相连，NPN型BJT Q2的发射极与电阻R7的另一端以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJTQ2的集电极通过电阻R4与滞环比较器U3的输入端相连。
4.如权利要求1或2所述基于MOSFET的自激式kpic变换器，其特征在于所述基于 MOSFET的自激式S印ic变换器还包括电流反馈支路，所述电流反馈支路包括检测电阻R8、 电压放大器U4、电阻R6、电容C3、电阻R7、NPN型BJT Q2和电阻R4，检测电阻R8与负载Ro 组成串联支路，所述串联支路与输出电容Co并联，检测电阻R8的一端与直流电压源Vi的负端相连，检测电阻R8的另一端与负载Ro的一端以及电压放大器U4的输入端相连，电阻 R6和电容C3组成并联支路，所述并联支路的一端与电压放大器U4的输出端相连，所述并联支路的另一端与电阻R7的一端以及NPN型BJT Q2的基极相连，NPN型BJT Q2的发射极与电阻R7的另一端以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT Q2的集电极通过电阻R4与滞环比较器U3的输入端相连。
全文摘要
一种基于MOSFET的自激式Sepic变换器，包括由输入电容Ci、电感L1、N型MOSFET M1、电容C、电感L2、二极管D和电容Co组成的Sepic变换器主回路，该自激式Sepic变换器还包括辅助电源U1，采用的单MOSFET基本自激单元电路由N型MOSFET M1、二极管D1、二极管D2、电阻R1、电阻R2、电容C1、滞环比较器U3和驱动电路U2组成。本发明提供一种效率较高、适用功率范围较宽的基于MOSFET的自激式Sepic变换器。
文档编号H02M3/156GK102403895SQ20111037460
公开日2012年4月4日 申请日期2011年11月22日 优先权日2011年11月22日
发明者南余荣, 陈怡 申请人:浙江工业大学