专利名称：一种限流保护电路以及集成该电路的dc-dc转换器的制作方法
技术领域：
本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种用于DC-DC转换器的限流保护电路的设计。
背景技术：
开关电源具有效率高、输出电流大、体积小等优点，已经成为电源管理芯片中的一类重要电路。现有的一种典型的BUCK调整器结构如图1所示，由调整管MO，电容L，稳压二极管 Dl,电阻Rl、R2组成的反馈网络，误差放大器，PWM比较器，驱动电路Driver，RS触发器，电流限制电路，电流采样电路Ri及负载电阻R和负载电容C组成。在正常情况下，时钟信号 CLK在一个周期的开始会控制MO开启，电感L电流开始增加，当电流采样电路的采样电压超过误差放大器的输出电压时，PWM比较器的同向输入端电压大于反向输入端电压，输出高电平，从而调整管MO关闭，电感L通过二极管D1、负载电阻R所组成的回路放电，使电流不会过大而损坏电路；在非正常情况下，比如短路情况下，输出电压V。ut为零，误差放大器输出高电平，PWM比较器不能够正常的关闭MO管，此时电流限制电路的同向输入端电压高于反向输入端电压，会输出一个高电平来关闭调整管M0，从而限制电流峰值不会过大，避免了转换器的损坏。但在实际电路中，在电流峰值达到关闭调整管的电流限和调整管MO关断之间存在一个传输延迟。在正常情况下，调整管MO导通时间长，传输延迟时间相对于调整管MO导通时间较小，可以忽略，但是在重载或者短路情况下，由于调整管MO导通时间很短，传输延迟时间已经可以和调整管MO导通时间相比拟，使电感L电流上升时间增大，并且此时电感 L电流上升斜率VIN/L很大，而电流下降斜率_Vd/L很小，从而造成每个周期电感电流都不断累加，形成一个很大的电流拖尾，造成转换器的损坏。现有技术中针对这一问题提出了一些解决方案，比如电流折返技术，该技术是在重载或者短路情况下，降低允许电流峰值来避免转换器的损坏，但是由于启动时的非线性负载影响，可能在电路启动过程中造成状态锁定现象，使开关电源不能正常工作。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有的DC-DC转换器限制电流峰值存在的问题，提出了一种限流保护电路。本发明的技术方案是一种限流保护电路，包括第一 PMOS管、第二 PMOS管、第三 PMOS管、第四PMOS管、第五PMOS管、第六PMOS管、第一匪OS管、第二匪OS管、第三匪OS 管，第四匪OS管、第五匪OS管、第六匪OS管、第七匪OS管、第八匪OS管及一电容和一比较器，具体连接关系为，第一 PMOS管、第二 PMOS管的栅极均连接第一 PMOS管的漏极，漏极分别连接第一 NMOS管、第二 NMOS管的漏极，第一 PMOS管的源极连接外部的第一基准电压，第二 PMOS管的源极作为限流保护电路的电压嵌位输出端；第一 NMOS管、第二 NMOS管的栅极均连接外部的第一偏置电压，源极均连接地；第三NMOS管的栅极连接第二 NMOS管的漏极， 漏极连接第二PMOS管的源极，源极连接地；第三PMOS管、第四PMOS管的栅极均连接外部的第二偏置电压，第三PMOS管的漏极连接第五PMOS管和第六PMOS管的源极，第四PMOS管的漏极连接第七NMOS管的漏极，第三PMOS管、第四PMOS管的源极均连接第一电源；第五PMOS 管的栅极连接外部的第二基准电压、第六PMOS管的栅极作为限流保护电路的输入端子，第五PMOS管、第六PMOS管的漏极分别连接第四NMOS管、第五NMOS管的漏极；第四NMOS管、 第五NMOS管的栅极均连接第四NMOS管的漏极，第四NMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管、 第七NMOS管的源极均连接地；第六NMOS管、第七NMOS管的栅极均连接第六NMOS管的漏极，第六NMOS管的漏极与第六PMOS管的漏极相连接；第八NMOS管的栅极连接比较器的输出端，漏极连接第七NMOS管的漏极和比较器的同向输入端并作为限流保护电路的锯齿波输出端，源极连接地；电容的一端连接第七NMOS管的漏极，另一端连接地；比较器的反向输入端连接外部的第三基准电压，输出端作为限流保护电路的方波输出端。本发明还提出了一种集成上述限流保护电路的DC-DC转换器，还包括调整管，一个电感，一个二极管，电流采样电路，反馈网络，误差放大器，PWM比较器，电压加法器，RS触发器，其中，调整管的漏极连接电流采样电路的一个输入端，源极连接二极管负极，栅极连接RS触发器的输出Q端；采样电路的另外一个输入端连接外部的第二电源，输出端连接电压加法器的一个输入端；电压加法器的另一个输入端连接限流保护电路的锯齿波输出端， 电压加法器的输出端连接PWM比较器的同向输入端；PWM比较器的反向输入端连接误差放大器的输出端和限流保护电路的电压嵌位输出端，PWM比较器的输出端连接RS触发器的R 输入端；RS触发器的S输入端连接限流保护电路的方波输出端；限流保护电路的输入端子连接反馈网络的输出端及误差放大器的反向输入端；误差放大器的同向输入端连接外部的第四基准电压；反馈网络的输入端与电感的一端相连并作为DC-DC转换器的输出端；电感的另一端连接到二极管的负极，二极管的正极接地。本发明的有益效果本发明提出的限流保护电路，与现有的开关电源保护电路相比，在轻度过载情况下，通过限流保护电路控制误差放大器的输出电压不超过预设电压值， 从而使PWM比较器能够正常控制调整管开启和关闭，继而限制电感电流的峰值；在重度过载或者输出短路情况下，通过限流保护电路增大振荡器输出方波和斜坡补偿锯齿波周期来削弱传输延迟造成的负面影响，从而有效的防止了大的电流拖尾产生，保护了转换器在任何故障状态下都能不受到损坏，并且由于限流保护电路的输出频率是线性变化的，启动过程中不会产生状态锁定现象，使转换器能够正常工作。
图1现有的BUCK电路拓扑结构图。图2本发明的限流保护电路示意图。图3本发明实施例的限流保护电路的中比较器示意图。图4本发明实施例的BUCK电路拓扑结构图。图5本发明实施例的Boost电路拓扑结构图。图6本发明中限流保护电路输出频率随输入电压Vfb变化的仿真波形曲线图。图7不带有限流保护电路的BUCK调整器输出过载随时间逐渐增大的各参数仿真波形图。图8带有限流保护电路的BUCK调整器输出过载随时间逐渐增大的各参数仿真波形图。
具体实施例方式下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步的阐述。针对现有的DC-DC转换器限制电流峰值存在的问题，本发明提出了一种用于 DC-DC转换器的限流保护电路，具体如图2所示，包括6个？]\ )5管1^1、]\^2、]\^3、]\^4、]\^5、 MP6 和 8个匪05管1^1、]\^2、]\^3、]\^4、]\^5、]\^6、]\^7、]\^8 及电容 Cl 和比较器 C0MP。其中， PMOS管MP1、MP2的栅极均连接MPl管的漏极，漏极分别连接丽1、丽2管的漏极，MPl的源极分别连接外部的第一基准电压Vbias，MP2的源极作为限流保护电路的电压嵌位输出端；NMOS 管丽1、丽2的栅极均连接外部的第一偏置电压Vbl，NMOS管丽3的栅极连接丽2和MP2的漏极，漏极连接MP2的源极，源极连接地Vss。PMOS管MP3、MP4的栅极均连接外部的第二偏置电压Vb2，晶体管MP3的漏极连接MP5和MP6的源极，晶体管MP4的漏极连接丽7的漏极，晶体管MP3、MP4源极均连接第一电源Vdd ；PMOS管MP5的栅极分别连接外部的第二基准电压 VQ7、MP6的栅极作为限流保护电路的输入端子，漏极分别连接MN4、丽5的漏极，源极分别均连接MP3的漏极；NMOS管MN4、丽5的栅极均连接MN4的漏极，漏极分别连接MP5、MP6的漏极，源极均连接地Vss ；NMOS管MN6、丽7的栅极均连接MN6的漏极，MN6的漏极与MP6和丽5 的漏极相连接，丽7的漏极与MP4的漏极相连接，MN6、丽7的源极均连接地Vss ；NMOS管MN8 的栅极连接比较器COMP的输出端，漏极连接丽7的漏极和比较器的同向输入端，源极连接地Vss ；电容Cl的正向端连接NMOS管丽7的漏极和比较器的同向输入端，反向端连接地Vss ； 比较器COMP的同向端连接NMOS管丽7和MN8的漏极并作为限流保护电路的锯齿波输出端 OSCb,电容Cl的一端连接NMOS管MN7的漏极，另一端连接地；比较器的反向输入端连接外部的第三基准电压V22，输出端作为限流保护电路的方波输出端OSCa。上述限流保护电路中的比较器COMP可采用如下一种实施方式，具体如图3所示， 包括三个 PMOS 管 MP7、MP8、MP9 和六个匪OS 管 MN9、MN10、MP11、MN12、MNl3, MN14 及一个反相器INV。其中，PMOS管MP7、MP8的栅极均连接MP7的漏极，漏极分别连接MN9、丽10的漏极，源极均连接外部的第一电源Vdd ；PMOS管MP9的栅极连接MP8和丽10的漏极及丽13 的栅极，漏极连接丽13的漏极和反相器INV的输入端，源极连接第一电源Vdd ；NMOS管MN9、 丽10的栅极分别作为比较器COMP的同向输入端Vinp、反向输入端Vlffl，漏极分别连接MP7、 MP8的漏极，源极均连接丽11的漏极；匪OS管丽11源极和丽12的漏极相连接，MNl 1和丽12 的栅极均连接第三偏置电压Vb3，丽11的漏极连接MN9和丽10的源极，丽12的源极连接地 Vss ；NMOS管丽13的栅极连接MP9的栅极及MP8和丽10的漏极，漏极连接MP9的漏极和反相器INV输入端，源极连接MN14的漏极和栅极；NMOS管MN14的栅极和漏极均连接MN13的源极，丽14的源极连接地Vss ；反相器INV的输入端连接MP9和丽13的漏极，输出端作为比较器的输出端子。这里，晶体管MP1、MP2、丽1、丽2、丽3组成一级限流保护电路，用于嵌位Vcqmp电压不高于预设电压 Vbias ；PMOS 管 MP3、MP4、MP5、MP6 及匪OS 管 MN4、MN5、MN6、MN7、MN8 和电容 Cl、比较器COMP组成二级限流保护电路，用于改变输出控制时钟的频率。
为了便于说明本实施例限流保护电路的工作原理和效果，下面以BUCK电路为例进行具体说明。如图4所示，包括调整管M0，一个电感L，一个二极管Dl，电流采样电路，反馈网络，误差放大器，PWM比较器，电压加法器，RS触发器及限流保护电路，其中，调整管MO的漏极连接电流采样电路的一个输入端，源极连接二极管负极，栅极连接RS触发器的输出Q 端；采样电路的另外一个输入端连接外部的第二电源Vin，输出端连接电压加法器的一个输入端；电压加法器的另一个输入端连接限流保护电路的锯齿波输出端OSCb，电压加法器的输出端连接PWM比较器的同向输入端；PWM比较器的反向输入端连接误差放大器的输出端和限流保护电路的输出端，PWM比较器的输出端连接RS触发器的R输入端；RS触发器的S 输入端连接限流保护电路方波输出端OSCa ；限流保护电路的输入端子连接反馈网络的输出端Vfb及误差放大器的反向输入端；误差放大器的同向输入端连接外部的第四基准电压 Vref ；反馈网络的输入端与电感L的一端相连并作为DC-DC转换器的输出端Vout ；电感L的另一端连接到二极管Dl的负极，二极管Dl的正极接地。需要说明的是在低压应用中第一电源Vdd和外部的第二电源Vin是相同的，在高压应用中，Vdd和Vin不同，Vdd要小于Vin，一般Vdd可由Vin通过内部LDO产生。一级限流保护电路中Vbias为预设基准电压，用来确定误差放大器输出端Vcomp的嵌位电压。该模块是用来嵌位误差放大器的输出电压不超过预设电压值VBIAS，从而能够在轻度过载情况下使PWM比较器正常的控制功率管MO的开启和关闭，确保电感L的电流峰值不会超过预定值，达到保护转换器的目的。该电路的电压嵌位原理如下由于晶体管丽1的漏极电流I1和晶体管丽2管的漏极电流I2相等，所以PMOS管MPl和MP2的栅源电压差Vgs相等，当Vcomp电压小于Vbias时， PMOS管MP2被关断，但在轻度过载下，输出电压下降，V。。mp通过环路调整会随着升高，当V。。mp 电压值增大到大于Vbias时，PMOS管MP2开启，此时V。。mp电压被嵌位到与预设电压Vbias相等。 并且晶体管MN3、MP2和MN2形成一个超级源跟随器，从而降低输出电阻，相比于通过增加源跟随器的W/L和电流I2来减小输出电阻的方法，节省芯片面积，降低了成本。当调整管MO电流尖峰增大时，通过电流采样电路采样的电压Vsense减小，如果调整管电流尖峰增大到使采样电压Vsense减小到低于嵌位电压V。。mp，PWM比较器的输出端将会产生一个低电平输入到RS触发器的R端来控制调整管MO的关闭，因此使用一级限流保护电路可以实现轻度过载情况下限制周期电流尖峰的目的。二级限流保护电路的差分对的同向输入端输入第二基准电压Vtl7为0. 7V基准电压，比较器的反向输入端第三基准电压V22为2. 2V基准电压。该二级限流保护电路形成一个震荡周期随转换器反馈网络输出电压Vfb变化的振荡器。在重度过载情况下输出电流继续增大，特别是输出短路情况下，该模块通过增大振荡器输出周期来弱化传输延迟对电感电流峰值的影响，使电感电流峰值不会过大，从而避免转换器的损坏。开始工作时比较器的同向输入端电压Vp低于2. 2V时，差分放大器对电容Cl充电， Cl电压Vp会随着增大，当Vp电压大于2. 2V时，比较器输出高电平使NMOS管MN8导通，从而电容Cl通过晶体管MN8放电，因为晶体管MN8开关的快速放电特性，所以放电时间可以忽略，随后比较器输出低电平，开始下一周期对电容Cl充电的过程，从而在比较器的输出端产生方波，而比较器的同向输入端产生锯齿波，它们的周期具体为
Λ=^-^在正常情况或者轻度过载情况下，Vfb电压比较大，大于晶体管MP3的栅极电压VQ7， 所以尾电流源MP3的漏极电流几乎全部流入到晶体管MP5，所以丽7的漏极电流Ifkeq几乎为0，此时振荡器的频率为最大，在此设计最大频率为340KHz。随着转换器负载的增加，Vfb电压减小，当0. 5V < Vfb < 0. 7V时，可以得到Imp6 = gMP6vID/2Imp5 = -gMP5vID/2vID = V07-Vfb gMP5 = gMP6 = gmIfeeq = ΜΡ6_ ΜΡ5 = (§ΜΡ6+βΜΡ5) VId/2 = gmVID其中，gm表示晶体管MP5和MP6的跨导。结合线性频率折返电路频率公式可以看到，振荡器的频率在这个反馈电压范围内是线性变化的。如果反馈电压继续减小，当Vfb电压低于0. 5V时，差分对尾电流源MP3的漏极电流几乎等于晶体管MP4的漏极电流，从而Ifkeq近似等于差分对尾电流源MP3的漏极电流，从振荡器的频率公式可以得到，此时频率最小，这里设置为ΙΙΟΚΗζ。从上面分析可以得到，限流保护电路输出频率随着转换器电阻反馈网络输出电压的变化而变化，在重度过载或者输出短路情况下振荡频率线性减小，从而来弱化了传输延迟时间所造成的负面影响，减小电感电流峰值，并且由于振荡频率的减小过程是线性化的， 从而在启动阶段不会出现状态锁定现象，保证了开关电源的正常工作。不带有二级限流保护电路和带有二级限流保护电路的各参数仿真波形如图7和图8所示，从中可以看到，在轻度过载情况下，比较器输出端Votp电压被一级限流保护电路嵌位到2V以下，电感电流峰值均为4. 5A左右；在重度过载情况下，Vcomp电压均被一级限流保护电路嵌位到2V，集成二级限流保护电路的BUCK调整器的电感电流峰值比较小，被二级限流保护电路限制在5. 2A以下，不带二级限流保护电路的BUCK调整器的电感电流峰值则达到16A，并且随着时间的增加，其值仍在上升。此外，从限流保护电路输出频率随输入电压Vfb变化的仿真波形曲线图6中可以看到，随着转换器电阻反馈电压的减小，限流保护电路输出频率线性减小，从而不会造成启动过程中状态锁定现象的发生。本发明可用于其他DC-DC转换器中，比如Boost电路。Boost电路拓扑结构图如图 5所示，Boost电路结构、原理和BUCK电路类似，不再进行具体说明。综上可以看出，本发明提出的限流保护电路，使得开关电源在任何故障状况下都能保护转换器不被损坏，该限流保护电路通过使用误差放大器输出电压嵌位技术和线性频率折返技术，使开关电源在轻度过载情况下，通过误差放大器输出电压嵌位的方式来控制误差放大器输出电压不超过预设电压值，从而限制电流采样电路的输出值，使PWM比较器能够正常的控制调整管的开启和关闭，继而限定电感电流峰值；而在重度过载或者输出短路的情况下，通过增大振荡器周期来削弱传输延迟所造成的负面影响，进而解决了现有转换器在过载或输出短路情况下造成的较大的拖尾电流现象，有效的控制了转换器在任何故障状态下输出电流都不会过大，避免了转换器的损坏，并且由于限流保护电路的输出频率是线性变化的，启动过程中不会产生状态锁定现象，使转换器能够正常工作。
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。
权利要求
1.一种限流保护电路，其特征在于，包括第一 PMOS管、第二 PMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管、第五PMOS管、第六PMOS管、第一匪OS管、第二匪OS管、第三匪OS管，第四匪OS 管、第五NMOS管、第六NMOS管、第七NMOS管、第八NMOS管及一电容和一比较器，具体连接关系为第一PMOS管、第二PMOS管的栅极均连接第一PMOS管的漏极，漏极分别连接第一NMOS 管、第二 NMOS管的漏极，第一 PMOS管的源极连接外部的第一基准电压，第二 PMOS管的源极作为限流保护电路的电压嵌位输出端；第一NMOS管、第二NMOS管的栅极均连接外部的第一偏置电压，源极均连接地；第三NMOS管的栅极连接第二 NMOS管的漏极，漏极连接第二 PMOS 管的源极，源极连接地；第三PMOS管、第四PMOS管的栅极均连接外部的第二偏置电压，第三 PMOS管的漏极连接第五PMOS管和第六PMOS管的源极，第四PMOS管的漏极连接第七NMOS 管的漏极，第三PMOS管、第四PMOS管的源极均连接第一电源 ’第五PMOS管的栅极连接外部的第二基准电压、第六PMOS管的栅极作为限流保护电路的输入端子，第五PMOS管、第六 PMOS管的漏极分别连接第四NMOS管、第五NMOS管的漏极；第四NMOS管、第五NMOS管的栅极均连接第四NMOS管的漏极，第四NMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管、第七NMOS管的源极均连接地；第六NMOS管、第七NMOS管的栅极均连接第六NMOS管的漏极，第六NMOS管的漏极与第六PMOS管的漏极相连接；第八NMOS管的栅极连接比较器的输出端，漏极连接第七 NMOS管的漏极和比较器的同向输入端并作为限流保护电路的锯齿波输出端，源极连接地； 电容的一端连接第七NMOS管的漏极，另一端连接地；比较器的反向输入端连接外部的第三基准电压，输出端作为限流保护电路的方波输出端。
2.根据权利要求1所述的限流保护电路，其特征在于，所述的比较器包括三个PMOS管 MP7、MP8、MP9 和六个 NMOS 管 MN9、MN10、MP11、MN12、MN13、MN14 及一个反相器 INV，其中， PMOS管MP7、MP8的栅极均连接MP7的漏极，漏极分别连接MN9、丽10的漏极，源极均连接第一电源；PMOS管MP9的栅极连接MP8和丽10的漏极及丽13的栅极，漏极连接丽13的漏极和反相器INV的输入端，源极连接第一电源；NMOS管MN9、丽10的栅极分别作为比较器的同向输入端、反向输入端，漏极分别连接MP7、MP8的漏极，源极均连接丽11的漏极；NMOS管丽11源极和丽12的漏极相连接，丽11和丽12的栅极均连接第三偏置电压，丽11的漏极连接MN9和丽10的源极，丽12的源极连接地；NMOS管丽13的栅极连接MP9的栅极及MP8和丽10的漏极，漏极连接MP9的漏极和反相器INV输入端，源极连接MN14的漏极和栅极；NMOS 管丽14的栅极和漏极均连接MN13的源极，丽14的源极连接地；反相器INV的输入端连接 MP9和丽13的漏极，输出端作为比较器的输出端子。
3.一种集成权利要求1所述的限流保护电路的DC-DC转换器，其特征在于，还包括调整管，一个电感，一个二极管，电流采样电路，反馈网络，误差放大器，PWM比较器，电压加法器，RS触发器，其中，调整管的漏极连接电流采样电路的一个输入端，源极连接二极管负极， 栅极连接RS触发器的输出Q端；采样电路的另外一个输入端连接外部的第二电源，输出端连接电压加法器的一个输入端；电压加法器的另一个输入端连接限流保护电路的锯齿波输出端，电压加法器的输出端连接PWM比较器的同向输入端；PWM比较器的反向输入端连接误差放大器的输出端和限流保护电路的电压嵌位输出端，PWM比较器的输出端连接RS触发器的R输入端；RS触发器的S输入端连接限流保护电路的方波输出端；限流保护电路的输入端子连接反馈网络的输出端及误差放大器的反向输入端；误差放大器的同向输入端连接外部的第四基准电压；反馈网络的输入端与电感的一端相连并作为DC-DC转换器的输出端；电感的另一端连接到二极管的负极，二极管的正极接地。
全文摘要
本发明公开了一种限流保护电路以及集成该电路的DC-DC转换器。本发明的限流保护电路使得DC-DC转换器可以在轻度过载情况下控制误差放大器的输出电压不超过预设电压值，从而使PWM比较器能够正常控制调整管开启和关闭，继而限制电感电流的峰值；在重度过载或者输出短路情况下，通过增大振荡器输出方波和斜坡补偿锯齿波周期来削弱传输延迟造成的负面影响，从而有效的防止了大的电流拖尾产生，保护了转换器在任何故障状态下都能不受到损坏，并且由于限流保护电路的输出频率是线性变化的，启动过程中不会产生状态锁定现象，使转换器能够正常工作。
文档编号H02M1/32GK102420520SQ20111039350
公开日2012年4月18日 申请日期2011年12月2日 优先权日2011年12月2日
发明者周泽坤, 张波, 明鑫, 李涅, 王慧芳, 石跃 申请人:电子科技大学