专利名称：同步整流器双向电流传感器的制作方法
技术领域：
本公开的实施例一般涉及电压和电流传感器。更具体地说，本公开的实施例涉及用于双向电压转换器的电压和电流传感器。
背景技术：
在双向电压转换器中，对于每个方向的电流通常使用单独的电压调整器。通常，两个不同的电流感测放大器测量跨过分流器(shunt)的电压。至少有三个与该方法关联的显著的问题。首先，与输入路径串联的分流器引入显著大的功率损耗。例如，在100A系统中， 对于50mV的跨过分流器的电压，功率耗散(power dissipation)会在5W的量级。第二，当给电池充电时，通过分流器的电流可能大约为放电电流的1/5，并且跨过分流器的电压将仅为10mV。由于开关调整器(switching regulator)(在其中，功率级辐射高频噪声)中这样小的信号，制造精确测量电流的电流传感器是非常困难的。第三，具有非常高的增益和极高精确度的宽带宽放大器会面临高频辐射和传导的辐照。
发明内容
本发明公开了用于同步整流器双向转换器系统的双向电流感测方法。经由第一互感器(transformer)测量通过第一强制换向同步整流器(force commutated synchronous rectifier)的第一电流，从而提供第一信号。经由第二互感器测量通过第二强制换向同步整流器的第二电流，从而提供第二信号。对第一信号和第二信号进行DC恢复(DC resotored)，从而提供第一 DC恢复信号和第二 DC恢复信号。第一校正电流加至第一 DC恢复信号，从而提供第一校正过的信号，第二校正电流加至第二 DC恢复信号，从而提供第二校正过的信号。第一校正过的信号和第二校正过的信号相加，从而提供组合信号。以这种方式，提供双向电流感测电路，其为信号处理器，该信号处理器不牺牲带宽或精度而生成电感器电流的副本，用作反馈信号或遥测信号。电路中信号相对大(IV的数量级)，因此电路的放大器增益可以低。因此，借助具有大约Imega-Hz的带宽和几个毫伏的输入偏移电压漂移的标准运算放大器，可以实现电感器电流的合理精度再现。与在此描述的电路关联的功率耗散比较低并且不要求不能正常可用的特殊偏压。在实施例中，同步整流器双向转换器系统的双向电流感测方法包括经由第一互感器测量/感测通过第一强制换向同步整流器的第一电流，从而提供第一信号。经由第二互感器测量/感测通过第二强制换向同步整流器的第二电流，从而提供第二信号。分别对第一信号和第二信号进行DC恢复，从而提供第一 DC恢复信号和第二 DC恢复信号。第一校正电流加至第一 DC恢复信号，从而产生第一校正过的信号，以及第二校正电流加至第二 DC恢复信号，从而产生第二校正过的信号。第一校正过的信号和第二校正过的信号相加，从而产生组合信号。在另一个示例中，同步整流器双向电流传感器系统包括第一互感器，其可操作来感测来自第一同步整流器的第一电流，从而提供第一信号。系统进一步包括第二互感器，其可操作来感测来自第二同步整流器的第二电流，从而提供第二信号；以及DC恢复和求和放大器电路。DC恢复和求和放大器电路包括DC恢复电路以及DC求和放大器，该DC恢复电路可操作来对第一信号和第二信号进行DC恢复，从而提供第一 DC恢复信号和第二 DC恢复信号。DC求和放大器包括第一加法电路和第二加法电路，第一加法电路可操作来将第一校正电流加至第一 DC恢复信号，从而产生第一校正过的信号，第二加法电路可操作来将第二校正电流加至第二 DC恢复信号，从而产生第二校正过的信号。DC求和放大器进一步包括求和反相放大器和反相放大器，求和反相放大器可操作来将第一校正过的信号和第二校正过的信号相加并且放大，从而产生组合信号，反相放大器可操作来将组合信号反相，从而产生第一校正电流和第二校正电流。在又一个实施例中，一种操作双向电流传感器系统的方法借助第一互感器感测双向转换器的第一强制换向同步整流器的第一信号。该方法进一步借助第二互感器感测双向转换器的第二强制换向同步整流器第二信号，并且分别对第一信号和第二信号进行DC恢复，从而分别提供第一 DC恢复信号和第二 DC恢复信号。该方法还对第一信号和第二信号进行反馈校正，从而提供与通过双向转换器的双向电流成比例的双向信号，并基于双向信号控制双向转换器。本发明内容用于以简化的形式介绍后面详细描述中进一步描述的一系列概念。本发明内容无意识别所要求保护主题的关键特征或必要特征，也无意用作帮助确定所要求保护主题的范围。
结合附图及参考详细描述和权利要求，可以更完整的理解本发明的实施例，其中在整套附图中，相似的标号指代相似的元件。提供附图是有助于理解本公开，并不限制本公开的幅度、范围、比例或适用性。附图不必按比例画出。图1是依据本公开实施例的示例性强制换向同步整流器的图示。图2是依据本公开实施例的示例性同步整流器双向转换器系统的图示。图3是依据本公开实施例的耦合到电流传感器的示例性同步整流器双向转换器系统的图示。图4是依据本公开的实施例，当图3的双向转换器工作在电压递增模式(voltage step-up mode)时其示例性电流和反馈波形的图示。图5是依据本公开的实施例，当图3的双向转换器工作在电压递减模式时其示例性电流和反馈波形的图示。图6是依据本公开实施例的示例性DC恢复和求和放大器电路。图7是依据本公开实施例的示出了双向电流感测过程的示例性流程图的图示。图8是依据本公开实施例的示出了双向电流感测过程的示例性流程图的图示。图9是依据本公开实施例的示出了使用双向电压转换电流传感器的过程的示例性流程图的图示。
具体实施方式
以下的详细说明本质上是示例性的，无意限制本公开，或者本公开的实施例的应用和用途。具体的装置、技术和应用的说明仅作为示例提供。对在此描述的示例的修改对于本领域的技术人员是显而易见的，在此定义的一般原理可以应用于其他示例和应用，而不偏离本公开精神和范围。此外，无意受之前的技术领域、背景技术、发明内容或以下详细说明中给出的任何表达的或暗示的理论束缚。本公开应与权利要求的范围一致，并且不受限于此处说明和示出的示例。在此可以根据功能块部件和/或逻辑块部件以及各种处理步骤说明本公开的实施例。应当理解，这类块部件可以由被配置为执行特定功能的任意数目的硬件、软件和/或固件部件来实现。为了简洁，有关电路设计的常规技术和部件，以及系统的其它功能方面 (和系统各操作部件)不在此作详细描述。此外，本领域技术人员应理解，本公开的实施例可以结合各种计算硬件和软件实施，且在此说明的实施例仅为本公开的示例性实施例。本公开的实施例在实际非限制应用的背景下进行说明，S卩，在航天器上的电压转换。然而，本公开的实施例并不限于这类航天器应用，在此描述的技术也可以在其它应用中使用。例如但不限于，实施例可以应用于各种电压转换应用和电路、交通工具、汽车、飞行器、舰船、船只、建筑物、电气设备、电机、电池操作和增强的交通工具和交通工具系统等。本领域技术人员在阅读了本说明后将明白，以下为本公开的示例和实施例，并且不限于依据这些示例操作。在不偏离本公开示例性实施例的范围的情况下，可以利用其他实施例并可以做出结构改变。本公开实施例提供两个强制换向同步整流器，其可以以如下方式使用，即转换器能够有效处理两个方向的功率。例如，双向转换器可以用作放电调整器，以在背光 (eclipse)期间保持恒定的总线电压，且同一转换器可以用来在太阳能电池阵列(solar array)置于日光下时调整对电池的充电电流。在此所述的技术使极端高效的双向转换器成为可能，其可以例如但不限于借助单个转换器调整空间站日光模式下电池的充电电流，以及调整空间站背光模式下来自电池的总线。可以使用这种单个转换器而不是单独的硬件来调整现有系统中充电电流和总线。通过利用同步整流，本公开的实施例会比前几代的航天器总线调整硬件更有效。本公开的实施例包括同步整流器双向电流传感器，其包括用于电压递减/递增 (例如，降压/升压)调整器/转换器(在这里，两个功率开关各自被同步整流)的电流传感器。例如，强制换向同步整流器可以允许电流在任一方向流动，而不引起与FET体二极管的恢复时间关联的高开关损耗，该FET用于操作为整流器的强制换向同步整流器。当双向同步转换器在处理来自总线的功率从而给电池充电时，双向同步转换器可以操作为递减 (例如降压)电压调整器/转换器，且低压侧开关(low side switch)可以操作为整流器， 而高压侧开关(high side switch)操作为电压递减(例如降压)转换器功率开关。类似地，当电池在提供功率给总线时，双向同步转换器操作为递增(例如升压)电压调整器/转换器，其中高压侧开关操作为整流器，而高压侧开关操作为功率开关。以这种方式，在此公开的同步整流器双向电流传感器的实施例感测调整器/转换器的电压递减模式(例如降压模式)和电压递增模式(例如升压模式)的电流。图1是依据本公开实施例的示例性强制换向同步整流器100的图示。图1示出了双向转换器，其中根据功率开关(未示出)的工作循环，电流可以从第一总线102(例如来自电池)流到第二总线104/输出端子104(例如，至航天器100V总线)或从第二总线104 至第一总线102(输入端子102)。由于非常小的工作循环变化会将电流方向由从第一总线 102放电改变为对第一总线102充电，因此期望测量/感测耦合到强制换向同步整流器100 的电感器的电感器电流，以便可以添加反馈回路从而允许精细控制电流的大小和方向。强制换向同步整流器100包括开关部件，例如电耦合到强制换向电路140的场效应晶体管(FET) 122。FET 122包括源极端子112、栅极端子114、漏极端子116和本征体二极管118。例如但并不限于，图1示出的FET 122包括η型FET，其中，本征体二极管118的阳极连接到源极端子112，本征体二极管118的阴极连接到漏极端子116。虽然图1中示出的实施例使用η型FET作为示例，但是FET 122可以包括任何开关部件，例如但不限于，η型FET、p型FET、开关，或者包括可以具有关联的反向恢复时间的本征体二极管的之类部件。在FET 122为ρ型FET的实施例中，本征体二极管118的方向可以反向。在该布置中，本征体二极管118的阴极连接到ρ型FET的源极端子，且本征体二极管118的阳极连接到ρ型FET的漏极端子。另一个实施例中，开关部件可以为用于电源拓扑的整流器开关。通常，当栅极端子被给以大于与导通FET关联的阈值电压的电压时，η型FET允许电流在源极端子和漏极端子之间流动。当供给到栅极端子的电压减小至低于阈值电压或者被完全去除时，FET截止且在源极端子和漏极端子之间流动的电流停止流动。当FET截止时，若电流正从源极端子流向漏极端子，则由于电流原本在本征体二极管118的正向偏置方向流动，因此FET的本征体二极管118需要一段时间来恢复。然而，当FET截止时，若电流正从漏极端子流动至源极端子，则由于电流已经在体二极管的反向偏置方向上流动，因此不需要反向恢复时间。使用以上所述的概念，在与FET 关联的截止过程中，通过将电流强制换向为从二极管的阴极端子至二极管的阳极端子，可以消除二极管的反向恢复时间。FET 122的栅极端子114电耦合到控制FET 122开关的驱动电压源110。当该驱动电压源110为栅极端子114提供阈值电压时，FET 122导通。当FET 122的栅极端子114 无电压时，FET 122截止。电流被配置为通过输入端子102流入FET 122的源极端子112， 而流出FET 122的电流流向输出端子104。如上所述，FET 122电耦合到强制换向电路140。强制换向电路140包括脉冲电流源120(选择性控制的强制换向电流源)和换向二极管108。脉冲电流源120可以被配置为产生换向电流，换向电流被配置为比通过输入端子102进入的电流更大。在一个实施例中， 换向电流是由强制换向同步整流器100提供的极短时间的脉冲电流。该脉冲电流源120在端子106处电耦合到换向二极管108的阳极端子。换向二极管108包括阳极端子(未示出)，其在端子106处电耦合到脉冲电流源 120。该换向二极管108也包括阴极端子(未示出)，其在节点1 处电耦合到FET 122漏极端子116以及输出端子104。以此方式，换向二极管108与FET 122并联。换向二极管 108应以如下方式布置，即其阴极端子连接至本征体二极管118的阴极端子。强制换向同步整流器100可以工作在四个阶段。在第一阶段，FET122和脉冲电流源120两者都截止，因而脉冲电流源120不提供换向电流。在该阶段，输入电流在输入端子 102处进入强制换向同步整流器100，流经换向二极管108，并且在输出端子104处从强制换向同步整流器100输出。在第二阶段，FET 122导通并且脉冲电流源120仍截止。在此阶段，输入电流在输入端子102处进入并从源极端子112通过FET 122流动至漏极端子116，通过输出端子104 离开。因为跨过FET 122的电压降小于换向二极管108的正向电压，所以电流不再流经换向二极管108。在第三阶段，在FET 122导通的同时，脉冲电流源120也导通。在此阶段，输入电流在输入端子102处进入强制换向同步整流器100，并流经脉冲电流源120和换向二极管 108。此外，脉冲电流源120提供流经换向二极管108和FET 122的换向电流。在节点124， 输入电流流至输出端子104，而换向电流从漏极端子116流经FET 122到源极端子112。在第四阶段，在换向电流从漏极端子116通过FET 122流至源极端子112的同时， FET 122截止。在此阶段，换向电流停止流动并且输入电流流经换向二极管108并在输出端子104处输出。为消除与FET122的本征体二极管118关联的反向恢复时间，当电流通过FET 122从漏极端子116流向源极端子112时(与本征体二极管118的方向相反)，FET 122应截止。通过按照该四个阶段描绘的事件顺序，当换向电流通过FET 122从漏极端子116流到源极端子112时，FET 122截止。因此，消除了与FET 122关联的反向恢复时间。上述强制换向同步整流器100可以用作各种应用的结构块(building block)。尤其是，通过利用上述强制换向同步整流器100，利用包括体二极管的开关部件的开关应用可以更有效地执行。此外，开关调整器，例如降压转换器、升压转换器和降压-升压转换器，也可以使用上述强制换向同步整流器100。常规的开关调整器可以使用整流器来在主FET的关闭时间(off time)期间为电感器电流提供电流路径。借助现代的改进，用FET取代整流器已经变得很实用，这是由于 FET的反向恢复时间已经变得非常短，其结果是具有非常少的能量耗散。然而，在高电压应用中，反向恢复时间相对显著，引起显著的功率耗散和对FET开关频率的限制。为了消除在高压开关调整器应用(例如升压转换器)中作为整流器使用的FET本征体二极管的反向恢复时间，常规整流器或同步开关FET可以由图1示出的强制换向同步整流器100替代。在涉及开关的整流应用中，整流以上述四个阶段为周期。这些周期可以称为整流器开关周期。第四阶段发生在整流器开关周期的截止边沿。在高压整流器应用中， 施加于开关(例如FET)的电压可以高于60V。图2是依据本公开实施例的示例性同步整流器双向转换器系统200的图示。同步整流器双向转换器系统200包括电感器202、第一强制换向同步整流器204、第二强制换向同步整流器206、驱动逻辑208、升压侧电容器(boost side capacitor) 210、电池212、太阳能电池阵列214和公共地216。图2示出了作为电池充电/放电调整器操作的同步整流器双向转换器系统200的功率级部分示意图。电感器202经总线2 耦合到第一强制换向同步整流器204和第二强制换向同步整流器206，并经链接218耦合到电池212。第一强制换向同步整流器204经链接222耦合到驱动逻辑208，并且第二强制换向同步整流器206经链接2M耦合到驱动逻辑208。升压侧电容器210经总线220耦合到太阳能电池阵列214和第一强制换向同步整流器204。电池212、第二强制换向同步整流器206、升压侧电容器210和太阳能电池阵列214各自连接至公共地216。
在航天器应用中，总线220的电压高于电池212的电压。因此，当太阳能电池阵列 214产生的功率不足以满足航天器的要求时，同步整流器双向转换器系统200从电池212汲取功率从而为总线220提供必需的电流。当太阳能电池阵列214有过量的功率可用时，同步整流器双向转换器系统200变成电压递减调整器从而为电池212充电。因此，由于电流必须流出电池212从而为总线220提供功率以及流入电池212从而为电池212充电，因此同步整流器双向转换器系统200是双向功率处理器。此外，由于开关整流器是在适当时间开启的FET，因此同步整流器双向转换器系统200是同步整流的。由于FET的电压降通常比整流器的电压降低很多，同步整流器双向转换器系统 200可以实现比常规降压或升压调整器高得多的效率。也就是说，当从80V电池升压至100V 总线时，现有的升压调整器具有大约为96. 5%的效率。同步整流器双向转换器系统200具有大约为98%的效率。效率的提高是减少与同步整流器双向转换器系统200关联的整流器损耗和开关损耗的结果。图3是依据本公开实施例的耦合到电流传感器的示例性同步整流器双向转换器系统300的图示。同步整流器双向转换器系统300(系统300)包括电感器302(图2中示为20 、第一强制换向同步整流器304 (高压侧开关304、图2示为204)、第二强制换向同步整流器306(低压侧开关306)(图2示为206)、驱动逻辑308 (图2示为208)、升压侧电容器310 (图2示为210)、电池312 (图2示为212)、太阳能电池阵列314(图2示为214)和公共地316(图2示为216)。该系统300进一步包括第一电流互感器3 和第二电流互感器330。该系统300可以具有类似于系统100-200的功能、材料和结构，因此，共同特征、功能和元件不在此赘述。第一电流互感器3 和第二电流互感器330分别测量/感测第一感测电流I (HS) 和第二感测电流I (LQ，并且产生类似于经过电感器302的电感器电流IL的信号。为使第一电流互感器3 和第二电流互感器330正常运行，当第一感测电流I 0B)和第二感测电流I(LS)有DC偏压(其为正偏压或为负偏压)时，第一电流互感器3 和第二电流互感器 330不能饱和。因此，有必要在第一电流互感器3 和第二电流互感器330中使用间隙互感器铁芯(gap transformer cores)，以便它们不会饱和。第一电流互感器3 和第二电流互感器330分别端接于电阻器334和电阻器338，电阻器334和电阻器338产生信号电压，该信号电压具有与信号电流基本相同的形状；然而，信号电压将是AC电压。将第一电流互感器 328和第二电流互感器330端接于电阻器334和电阻器338分别产生高压侧AC电流反馈电压信号Ifb (HS)和低压侧AC电流反馈电压信号Ifb (LS)。图4是依据本公开实施例，当图3的双向转换器工作在电压递增模式(升压模式) 时的示例性电流和反馈波形400的图示。该波形包括峰值在Ipk的电感器302电流IL、峰值在-Ipk的高压侧电流I (HS)、峰值在Ipk的低压侧电流I (LS)、高压侧AC电流反馈电压信号Ifb (HS)和低压侧AC电流反馈电压信号Ifb (LS)。首先，电感器302电流IL通过低压侧开关306流向公共地316，同时能量在电感器 302中累积。然后，低压侧开关306截止并且电流通过高压侧开关304流向总线326。第一电流互感器3 和第二电流互感器330是反相的，其中信号电流分别在高压侧开关304和低压侧开关306的导通时间(on-time)期间对于高压侧AC电流反馈电压信号Ifb(HS)和低压侧AC电流反馈电压信号Ifb(LS)都是正的。虽然低压侧电流I(LS)的形状被保留，但是DC信息仍会丢失。高压侧电流I(HS)是负的(-Ipk)，因为其从源极流向漏极，而低压侧 FET有正的(Ipk)低压侧电流I (LS)，因为电流从漏极流向源极。图5是依据本公开实施例，当图3的双向转换器工作在电压递减模式(降压模式)时的示例性电流和反馈波形500的图示。波形包括峰值在-Ipk的电感器电流IL、峰值在-Ipk的高压侧电流I (HS)、峰值在-Ipk的低压侧电流I (LS)、高压侧AC电流反馈电压信号Ifb(HS)和低压侧电流AC电流反馈电压信号Ifb(LS)。首先，电感器电流IL从公共地 316流过低压侧开关306，同时能量从电感器302释放。然后，低压侧开关306截止，且电流通过高压侧开关304从总线3 流向电感器302。由于第一电流互感器3 和第二电流互感器330是反相的，所以电流信号分别在高压侧开关304和低压侧开关306的导通时间期间对于高压侧AC电流反馈电压信号 Ifb (HS) (AC波形Ifb (HS))和低压侧AC电流反馈电压信号Ifb (LS) (AC波形Ifb (HS))都是负的。低压侧电流I(LS)的形状被保留；然而，DC信息丢失。一旦生成两个AC波形，可以将它们进行DC恢复并累加在一起从而重建原始电感器电流波形。允许DC恢复过程如这里公开的那样进行的基本原理是电感器不能支持在稳定状态下的DC电压。因此，当电流脉冲在互感器初级绕组(primary side winding)中一个方向流动时，磁化电流以如下方式增加，即从初级绕组上的电流减去磁化电流。例如，如果电流I (LS)流入第二电流互感器330 (LS电流互感器)的起始端子 (start terminal)，跨过第二电流互感器330的初级绕组的电压是正的。因此，第二电流互感器330的磁化电流增加直至稳定状态出现。当电流停止在第二电流互感器330的初级绕组中流动时，磁化电流不再流入初级绕组的起始端子。因此，电流继续流向第二电流互感器 330的次级绕组的起始端子。这进而在关闭时间期间导致负电压(例如，当低压侧开关306 截止时)。一般而言，电流增加直至完整周期内的平均电压为零。也就是说，在高压侧AC电流反馈电压信号Ifb(HS)或低压侧AC电流反馈电压信号Ifb(LS)上的高于零位线(zero line)的第一面积必须等于低于零位线的第二面积。由于电感值相对较大，在周期的关闭时间部分期间磁化电流不发生显著改变。图6是依据本公开实施例的示例性DC恢复和求和放大器电路600 (电路600)的图示。该电路600将信号进行DC恢复并将恢复信号加在一起。电路600的重要特征是能够同步控制DC恢复开关Sl和S2。电路600的DC恢复驱动逻辑602可以操作来控制DC恢复开关Sl和S2。从双向转换器系统300(图3)的总线3 接收电压VL，并将其耦合到DC 恢复驱动逻辑602。电压VL是同步信号，其被配置为确定何时开启DC恢复开关S1/S2中的每一个。也就是说，当高压侧开关304的高压侧电流I (HS)为零时开启Si，否则就关闭，当低压侧开关306的低压侧电流I (LS)为零时开启S2，否则就关闭。当Sl开启时，节点604 耦合到公共地608，消除了可能出现在节点604上的任何DC偏压，且当S2开启时，节点606 耦合到公共地608，消除了可能出现在节点606上的任何DC偏压。因此，分别对电容器Cl和C2充电至相应电压(即，分别在节点604和节点606 上)，这些电压对应于它们各自AC电流反馈电压信号波形(即，分别为AC波形Ifb(HS)和 AC波形Ifb(LS))的零状态(zero condition)。因此，第一 DC在节点604并且第二 DC在节点606分别恢复为基本等于AC波形Ifb (HS)的DC和AC波形Ifb (LS)的DC。由此重建节点604上的反馈信号从而模拟高压侧开关304的高压侧电流I (HS)的原始波形。此外， 重建节点606上的反馈信号从而模拟低压侧开关306的低压侧电流I (LS)的原始波形。在第一放大器级，求和反相放大器Ul (耦合到旧)将节点604上的反馈信号和节点606上的反馈信号相加，以便构造与电感器电流IL(图3)成比例的电压信号_Viu。通过Rl和R2的电流趋向于对Cl和C2上的电压放电。因此，下一放大器级，求和反相放大器 U2(耦合到电阻器R4和肪)构造了较大幅度的电压信号+V、。此外，布置电阻器R6和R7， 其中通过电阻器R6的第一校正电流等于Rl中的电流，并且通过电阻器R7中的第二校正电流等于电阻器R2中的电流。因此，在稳定的状态下，对Cl和C2放电的电流被有效减小为零。图7是依据本公开实施例示出了电流感测过程700 (过程700)的示例性流程图的图示。结合过程700执行的各种任务可以通过软件、硬件、固件或其任意组合来机械地执行。应当理解，过程700可以包括任意数目的附加或替换任务，图7示出的任务不需按示出的顺序执行，且过程700可以被合并到具有在此未描述的附加功能的更全面的程序或过程中。为了说明性的目的，下面对过程700的描述可以参考上面结合图1-6提到的元件。 现在特别参考图3和图6进一步描述过程700。在实际的实施例中，过程700的各部分可以由系统100-300和600中的不同的元件执行，例如源极端子112、栅极端子114、漏极端子 116、本征体二极管118、电感器Li、第一强制换向同步整流器304和第二强制换向同步整流器306等。过程700可以具有类似于图1-6所示实施例的功能、材料和结构。因此，共同特征、功能和元件不在此赘述。过程700可以开始于高压侧开关电流I (HS)馈送到第一电流互感器328的初级绕组，从而生成与高压侧开关304中的AC电流I(HS)成比例的第一 AC电流(任务702)，以及低压侧开关电流I (LQ馈送到第二电流互感器330的初级绕组，从而生成与在相应开关中的AC电流I (LS)成比例的第二 AC电流(任务716)。过程700可以继续将第一 AC电流端接到电阻器334中，从而生成第一 AC电流反馈电压信号Ifb (HS)(任务704)，并将第二 AC电流端接到电阻器338中，从而生成第二 AC 电流反馈电压信号Ifb(LS)(任务718)。过程700可以继续DC恢复和求和放大器600将第一 AC电流反馈电压信号 Ifb (HS)进行DC恢复(任务706)，以及将第二 AC电流反馈电压信号Ifb (LS)进行DC恢复 (任务720)。电路600在两个信号Ifb (HS)和Ifb (LS)分别通过电容器Cl和C2后对其重建DC偏置。开关Sl和S2由DC恢复驱动逻辑602驱动，从而分别在节点604和节点606生成恢复DC电压。电容器Cl和C2保护电路600不受DC电流的影响，从而允许电路600低功率操作。接着，过程700可以继续电路600将第一校正电流(即，通过V/I增益电阻器R6 的电流)加到第一 AC电流反馈电压信号Ifb(HS)(任务708)，以及将第二校正电流(即，通过V/I增益电阻器R7的电流)加到第二 AC电流反馈电压信号Ifb (LS)(任务722)。过程700可以继续电路600借助求和反相放大器Ul (图6)将第二 AC电流反馈电压信号Ifb (LS)加至第一 AC电流反馈电压信号Ifb (HS)，从而产生反相组合信号-Viu (任务712)。反相组合信号-Viu是反相版本的电感器电流IL。求和反相放大器Ul将节点604 和606上的重建的电压波形相加，从而生成电流反馈信号(即，反相组合信号-Viu)。过程700可以继续电路600借助求和反相放大器U2将反相组合信号-Viu反相并且放大，从而产生组合信号+V、(任务714)。组合信号+V、是反相组合信号-Viu的反相版本，并且是电感器电流IL的较大幅度的非反相版本。过程700可以继续电路600产生第一校正电流(即，通过V/I增益电阻器R6的电流)(任务710)。在电路600中，校正电流被反馈，以便流出电路600的净电流减小为零。过程700可以继续电路600产生第二校正电流(即，通过V/I增益电阻器R7的电流)(任务724)。图8是依据本公开实施例示出双向电流感测过程800 (过程800)的示例性流程图的图示。结合过程800执行的各种任务可以通过软件、硬件、固件或其任意组合来机械地执行。应当理解，过程800可以包括任意数目的附加或替换任务，图8示出的任务不需按示出的顺序执行，且过程800可以被合并到具有在此未描述的附加功能的更全面的程序或过程中。为了说明性的目的，下面过程800的描述可以参考上面结合图1-6提到的元件。在实际的实施例中，过程800的各部分可以由系统100-300和电路600中的不同的元件执行， 例如源极端子112、栅极端子114、漏极端子116、本征体二极管118、电感器Li、第一强制换向同步整流器304和第二强制换向同步整流器306等。过程800可以具有类似于图1_3 和图6的实施例的功能、材料和结构。因此，共同特征、功能和元件不在此赘述。过程800可以开始于经由第一电流互感器3 感测/测量通过第一强制换向同步整流器304的第一电流，从而提供第一信号(任务802)。过程800可以继续经由第二电流互感器330感测/测量通过第二强制换向同步整流器306的第二电流，从而提供第二信号(任务804)。接着，过程800可以继续将第一信号和第二信号进行DC恢复，从而提供第一 DC 恢复信号和第二 DC恢复信号(任务806)。过程800可以继续通过将第一校正电流加至第一DC恢复信号来产生第一校正过的信号(任务808)。过程800可以继续通过将第二校正电流加至第二DC恢复信号来产生第二校正过的信号(任务810)。接着，过程800可以继续通过将第一校正过的信号与第二校正过的信号相加来产生组合信号(任务812)。过程800可以继续基于组合信号形成第一校正电流和第二校正电流(任务 814)。图9是依据本公开的实施例示出了使用双向电压转换电流传感器的过程900的示例性流程图的图示。结合过程900执行的各种任务可以通过软件、硬件、固件或其任意组合来机械地执行。应当理解，过程900可以包括任意数目的附加或替换任务，图9示出的任务不需按示出的顺序执行，且过程900可以被合并到具有在此未描述的附加功能的更全面的程序或过程中。为了说明性的目的，下面过程900的描述可以参考上面结合图1-6提到的元件。在实际的实施例中，过程900的各部分可以由系统100-300和电路600中不同的元件执行，例如源极端子112、栅极端子114、漏极端子116、本征体二极管118、电感器Li、第一强制换向同步整流器304和第二强制换向同步整流器306等。过程900可以具有类似于图1_3和图6的实施例的功能、材料和结构。因此，共同特征、功能和元件不在此赘述。过程900可以开始于借助于第一电流互感器感测双向转换器的第一强制换向同步整流器304的第一信号(任务902)。过程900可以继续借助于第二电流互感器330感测双向转换器(系统300)的第二强制换向同步整流器306的第二信号(任务904)。过程900可以继续对第一信号和第二信号进行DC恢复，从而提供第一 DC恢复信号和第二 DC恢复信号(任务906)。过程900可以继续对第一信号和第二信号进行反馈校正，从而提供双向信号，其与通过双向转换器(系统300)的双向电流成比例(任务908)。过程900可以继续基于双向信号控制双向转换器(任务910)。以此方式，本公开的实施例提供了双向电流感测电路，该双向电流感测电路是一种信号处理器，其不牺牲带宽或精度而生成电感器电流IL的副本，用作反馈信号或遥测信号。电路中的信号(例如，在节点604和606)相对大(IV量级)，因此电路的放大器增益可以是低的。因此，可以用具有约Imega-Hz的带宽和几个毫伏的输入偏移电压漂移的标准运算放大器来实现电感器电流IL的合理精度再现。与在此描述的方法关联的功率耗散相对低，并且不要求通常不用的特殊偏置电压。包括与电感器串联的分流器的现有运算放大器电路会耗散相当量的功率。由于信号低，放大器将具有高增益和宽带宽从而精确再现电感器电流波形。此外，由于运算放大器电路将具有非常小的输入电压，放大器(运算放大器)的输入偏移电压将显著影响电路的精度。结果，需要浮动偏压来为电路供电，因为放大器将参考电池的电势。这可能导致相当坏的性能和更高成本。现有的磁性放大器(磁性放大器电路)使用AC源来激励两个背靠背的互感器，以便在任何给定时间，一个互感器饱和而另一个互感器用作电流互感器。这些电路比上述实施例大得多且通常具有有限的带宽。因此，电感器电流的高频脉动(ripple)会从再现中丢失，这会显著限制电流反馈回路的性能。磁性放大器电路也会引入噪声和脉动电流，这最终会将低频脉动引入到馈送到100V总线的电流中。由于从100V总线中过滤低频噪声非常困难，所以这是非常不期望的。以上说明提到了元件或节点或特征“连接”或“耦合”在一起。如这里所用，除非另外明确指出，否则“连接”意味着一个元件/节点/特征直接结合到另一个元件/节点/特征(或直接与其通信)，而不必机械性地进行。同样地，除非另外明确指出，否则“耦合”意味着一个元件/节点/特征直接或间接结合到另一个元件/节点/特征(或直接或间接与其通信)，而不必机械性地进行。因此，虽然图1-3和图6中描述了元件的示例性布置，但额外的介入元件、装置、特征或部件可以出现在本公开的实施例中。在本文献中使用的术语和短语以及其变化，除非另外明确指出，否则应理解为开放式的而非限制性的。作为前述的示例术语“包括”应理解为“包括，但不限于”等；术语 “示例”用于提供讨论项的示例性实例，而不是穷尽的或限制性列举；以及诸如“常规的”、“传统的”、“正常的”、“标准的”、“已知的”的形容词以及类似意义术语不应理解为将所述项限制于给定的时间段或限制于在给定时间内可用的项，而应理解为包括在现在及将来的任何时间可用的或已知的常规的、传统的、正常的或标准的技术。 同样的，由连词“和”连接的一组项不应理解为要求这些项中每个和每一项存在于该组中，而应理解为“和/或”，除非另外明确指出。类似地，由连词“或”连接的一组项不应理解要求在该组中互斥，而是应理解为“和/或”，除非另外明确指出。此外，虽然本公开中项、元件或部件以单数形式描述或宣称，但复数形式也考虑在其范围之内，除非对单数形式明确指出限制。在某些实例中，增宽单词或短语例如“一个或多个”、“至少”、“但不限于”或其他类似短语的存在不能解读为意味着在无这类增宽短语的实例中有意或要求较窄情形。
权利要求
1.一种用于同步整流器双向转换器系统的双向电流感测的方法，所述方法包括 经由第一互感器感测通过第一同步整流器的第一电流，从而提供第一信号； 经由第二互感器感测通过第二同步整流器的第二电流，从而提供第二信号；对所述第一信号和所述第二信号进行DC恢复，从而分别提供第一 DC恢复信号和第二 DC恢复信号；通过将第一校正电流加至所述第一 DC恢复信号来产生第一校正过的信号； 通过将第二校正电流加至所述第二 DC恢复信号来产生第二校正过的信号； 通过将所述第一校正过的信号和所述第二校正过的信号相加来产生组合信号。
2.根据权利要求1所述的方法，进一步包括基于所述组合信号形成所述第一校正电流和所述第二校正电流；以及基于所述组合信号控制同步整流器双向转换器系统。
3.根据权利要求1所述的方法，进一步包括基于所述组合信号控制耦合到所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的驱动逻辑。
4.根据权利要求1所述的方法，进一步包括通过将所述组合信号反相来形成反相组合信号；以及基于所述反相组合信号控制耦合到所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的驱动逻辑。
5.根据权利要求3所述的方法，其中所述第一同步整流器和所述第二同步整流器之一包括强制换向同步整流器，且所述强制换向同步整流器包括场效应晶体管FET开关，其包括栅极端子、漏极端子、源极端子和本征体二级管，所述本征体二级管包括阴极端子和阳极端子；换向二极管，其并联电耦合到所述FET开关，其中所述换向二极管的阴极电耦合到所述本征体二极管的阴极端子；以及选择性控制的强制换向电流源，其电耦合到所述换向二极管，并且可操作来在所述FET 开关导通时，将换向电流从所述换向二极管传输到所述FET开关，由此所述换向电流从所述本征体二极管的阴极端子传输至所述本征体二极管的阳极端子。
6.一种同步整流器双向电流传感器系统，其包括第一互感器，其可操作来感测来自第一同步整流器的第一电流，从而提供第一信号； 第二互感器，其可操作来感测来自第二同步整流器的第二电流，从而提供第二信号；以及DC恢复和求和放大器电路，其耦合到所述第一同步整流器和第二同步整流器，并且所述DC恢复和求和放大器电路包括DC恢复电路，其可操作来对所述第一信号和所述第二信号进行DC恢复，从而提供第一 DC恢复信号和第二 DC恢复信号；以及 DC求和放大器，其包括第一加法电路，其可操作来通过将第一校正电流加至所述第一 DC恢复信号，从而产生第一校正过的信号；第二加法电路，其可操作来通过将第二校正电流加至所述第二 DC恢复信号，从而产生第二校正过的信号；求和反相放大器，其可操作来通过将所述第一校正过的信号和所述第二校正过的信号相加并且放大，从而产生组合信号；以及反相放大器，其可操作来通过将所述组合信号反相，从而产生所述第一校正电流和所述第二校正电流。
7.根据权利要求6所述的同步整流器双向电流传感器系统，其中所述第一同步整流器和所述第二同步整流器之一包括强制换向同步整流器，且其中所述强制换向同步整流器包括场效应晶体管FET开关，其包括栅极端子、漏极端子、源极端子和本征体二极管，所述本征体二极管包括阴极端子和阳极端子；换向二极管，其并联电耦合到所述FET开关，其中所述换向二极管的阴极电耦合到所述本征体二极管的阴极端子；以及选择性控制的强制换向电流源，其电耦合到所述换向二极管，并且可操作来在所述FET 开关导通时，将换向电流从所述换向二极管传输至所述FET开关，由此所述换向电流从所述本征体二极管的阴极端子传输至所述本征体二极管的阳极端子。
8.根据权利要求6所述的同步整流器双向电流传感器系统，进一步包括 电感器；第一强制换向同步整流器，其耦合到所述电感器并可操作来在截止与二极管关联的元件时，通过将换向电流强制换向为从所述二极管的阴极端子至所述二极管的阳极端子，从而消除所述二极管的反向恢复时间；以及第二强制换向同步整流器，其耦合到所述电感器和所述第一强制换向同步整流器，且其可操作来在截止与二极管关联的元件时，通过将换向电流强制换向为从所述二极管的阴极端子至所述二极管的阳极端子，从而消除所述二极管的反向恢复时间。
9.一种操作双向电流传感器系统的方法，所述方法包括 用第一互感器感测双向转换器的第一同步整流器的第一信号； 用第二互感器感测双向转换器的第二同步整流器的第二信号；对所述第一信号和所述第二信号进行DC恢复，从而获得第一 DC恢复信号和第二 DC恢复信号；对所述第一信号和所述第二信号进行反馈校正，从而提供与通过所述双向转换器的双向电流成比例的双向信号；以及基于所述双向信号控制双向转换器。
10.根据权利要求9所述的方法，进一步包括基于所述双向信号控制耦合到所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的驱动逻辑；以及将所述第一信号和所述第二信号组合，从而提供组合信号，并基于所述组合信号控制耦合到所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的驱动逻辑。
11.根据权利要求9所述的方法，进一步包括 通过将所述组合信号反相来形成反相组合信号；以及基于所述反向组合信号控制耦合到所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的驱动逻辑。
12.根据权利要求9所述的方法，其中所述第一同步整流器和所述第二同步整流器之一包括强制换向同步整流器，且其中所述强制换向同步整流器包括场效应晶体管FET开关，其包括栅极端子、漏极端子、源极端子和本征体二极管，所述本征体二极管包括阴极端子和阳极端子；换向二极管，其并联电耦合到所述FET，其中所述换向二极管的阴极电耦合到所述本征体二极管的阴极端子；以及选择性控制的强制换向电流源，其电耦合到所述换向二极管，并且可操作来在所述FET 开关导通时，将换向电流从所述换向二极管传输至所述FET开关，由此所述换向电流从所述本征体二极管的阴极端子传输至所述本征体二极管的阳极端子。
全文摘要
本发明公开一种用于同步整流器双向转换器系统的双向电流感测的方法和装置。经由第一互感器测量通过第一同步整流器的第一电流，从而提供第一信号。经由第二互感器测量通过第二强制同步整流器的第二电流，从而提供第二信号。分别对第一信号和第二信号进行DC恢复，从而提供第一DC恢复信号和第二DC恢复信号。第一校正电流加至第一DC恢复信号，从而产生第一校正过的信号，以及第二校正电流加至第二DC恢复信号，从而产生第二校正过的信号。第一校正过的信号和第二校正过的信号相加，从而产生组合信号。
文档编号H02M3/335GK102570816SQ20111040845
公开日2012年7月11日 申请日期2011年12月6日 优先权日2010年12月6日
发明者R·M·马蒂内利 申请人:波音公司