专利名称：微功耗永磁无刷直流电机控制器的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种微功耗永磁无刷直流电机控制器。
背景技术：
图1电路是永磁无刷直流电机控制器，其核心也是PWM脉宽调制，采用控制芯片 MC33035。主处理芯片根据无刷电机电机霍耳信号对上三路和下三路的MOS管驱动电路给出有选择性的打开与关闭，完成电机换向。同时，根据转把霍称的输入电压大小将相应脉冲宽度的载波信号与下三路MOS管导通信号混合，以达到控制电机速度的目的。无刷电机的控制有2个霍尔器件，电机霍尔控制直流电压的换向，转把霍尔控制电机速度。输出脉冲的幅值就是蓄电池单边下降的端电压，正常工作时，MOS管IRF3205在一个换向周期内，输出一串脉冲波，此脉冲波的个数，由工作频决定。蓄电池端电压越低，或速度要求越高时，输出脉冲越宽，占空比越大，这是因为直流电机的转速是由输入直流电压值决定的，电压越高，速度越大，当蓄电池端电压下降到一定值时，或速度提高到一定值时，脉冲宽度，或占空比为100%，即输出的是直流电压，不再是一串脉冲波。传统永磁无刷直流电机一般采用Buck电路拓朴，无论是有刷还是无刷直流电机， 调速的方法都是调节输入直流电压的幅值，在上述两种控制器中，速度的控制，即直流电压幅值的调节，是靠改变调宽脉冲方波的占空比完成的，其工作方法是，首先把输入的一种直流电压全部变成高频率方波，然后用大电容滤波，变成另一种直流电压，这种方法有以下毛病1)采用脉宽调制的方法，高频率、大功率方波的产生过程，也就是强烈EMI干扰产生的过程，直流变换器相当于一个高频功率发射台，可以想见，所产生的干扰何其严重。2)功率变换过程中，输入功率的全部必须进行实际的功率变换，所有变换的功率必须通过磁芯变压器或电感传递才能到达输出端，损耗大，效率低。
发明内容为了克服传统永磁无刷直流电机控制器上述两大毛病，本实用新型采用变幅器的方法，减小EMI干扰，提高整机效率，大大增加了续航里程。微功耗永磁无刷直流电机控制器首先根据霍尔速度控制转把的位置产生一个稳定的、幅值可变的直流电压，然后将此直流电压直接引入电机。对于有刷直流电机，用一个直流开关即可，对于无刷直流电机，采用三相桥式开关，这里的开关，仅仅只是开关，无任何意义的高频损耗。因为在一个换向周期内，开关管IRF3205输出的永远是直流电压，而非一串脉冲波。这一产生一个稳定的、幅值可变的直流电压的电路就是直流变幅器。图2是直流变幅器原理框图，当输入电压在额定范围(由霍尔速度控制转把的位置决定)之内时，不必进行任何功率变换，输入电压直接到达输出端，成为输出电压。当输入电压大于额定电压时，经过电压切割电路，把大于额定电压的那部份电压切下来，进行传统功率变换，变换成额定输出的直流电压，连同切割剩下来的那部份直流电压并行输出。当输入电压小于额定电压时，经过电压补偿电路，把输入电压中小于额定电压的那部份直流电压补偿起来，即由补偿电路产生一个补偿电压，此电压恰好是额定电压和输入电压之差， 叠加在输入电压之上，即输出电压是输入电压和补偿电压之和。上述变幅器输出的直流电压Vo的幅值是根据霍尔速度控制转把的位置决定的， Vo的幅值决定了电机的转速。与采用改变输入电压频率的方法调节交流电机速度的变频器相类似，此处采用改变输入电压幅值的方法调节电机速度，故称变幅器。微功耗永磁无刷直流电机控制器由直流变幅器组成，直流变幅器由场效应管 Q1-Q4及周边元件组成，场效应管Q2、Q3的漏极，和二极管D1、D2的阳极，和电感Ll的异名端都接在一起，二极管Dl的阴极通过场效应管Ql的漏源极接电感Ll的同名端，同时通过电容C2接地，二极管D2的阴极通过电容Cl接电感Ll的同名端，同时通过场效应管Q4的漏源极和电容C3接地，场效应管Q2的源极通过电阻Rl接地，场效应管Q3的源极接地；驱动信号V1-V4分别是场效应管Q1-Q4的栅极驱动信号，输入电压V5接在电感Ll的同名端和地之间。微功耗永磁无刷直流电机控制器采用的微功耗降压变换器、微功耗升压变换器即直流变幅器，其最主要的特点是，绝大部份输入功率并不参与实际的功率变换，直接到达输出端，成为输出功率，这绝大部份输入功率的变换效率可视为100%，只有极小部份输入功率须进行实际的功率变换，这极小部份输入功率进行功率变换，所产生的功率损耗当然非常小，这非常小的功率损耗换算成整个输入电压进行功率变换的功率损耗比例当然更小， 因而整机功率变换的效率非常高。
[0013]图1传统永磁无刷直流电机控制器；[0014]图2微功耗变幅器框图；[0015]图3直流降压电路；[0016]图4直流降压电路各点电压仿真波形[0017]图5直流升压电路；[0018]图6直流升压电路各点电压仿真波形[0019]图7变幅器原理电路；[0020]图8变幅器实际电路；[0021]图9微功耗永磁无刷直流电机控制器[0022]图10蓄电池放电特性曲线。
具体实施方式
图3电压切割电路，V3是N型MOS管Q2的栅极驱动信号，频率IOOKHz，Ql是P型 MOS管，其栅极驱动信号Vl与V3相同，极性相反，V2 = 13. 5V是输入电压，要求输出电压Vo =15V。当V3为高电平时，Q2饱和导通，输入直流电压V2经过电阻Rl对电感Ll充电，Ll 上的电流线性增加，同时存贮电能，在此期间，Q2的源极电压，即输出电压Vo被栅极驱动信号钳位，电感Ll上的电压由V2的脉宽决定。[0025]当V3为低电平时，Q2截止，输入电压V2和电感Ll上的电压叠加后通过二极管Dl 对电容C2充电，充电终了时，电容C2上的电压高于输入电压V2。当下一个周期到来的时候，电容C2上的电压与输入电压V2经过电阻Rl共同对电感Ll充电，充电过程已于前述。 电容Cl对输出电压Vo起平滑作用，由于Q2的源极电压跟踪栅极电位，所以其栅极驱动信号的幅值应比输出电压Vo高一个栅源电压Vgs。MOS管Q2饱和导通期间，输入电压V2 = 13. 5V，输出电压Vo = 12V，忽略Q2管压降，则电感Ll上的压降应略高于1.5V，MOS管Q2截止期间，Ll上的压降极性反转，与输入电压V2叠加(约15V)，使电容Cl上的电压充至大于输入电压V2，由于Q1、Q2同步，到下一个周期开始时，电容Cl上的电压与输入电压V2同时通过相同的路径对Ll充电，在负载电阻Rl上产生输出电压Vo。由于在周期开始时，电容Cl上的电压高于输入电压V2，电容Cl 上的电压一方面通过Li、Q2、Rl放电，另一方面对蓄电池充电。当Cl上的电压放电到低于输入电压V2后，由V2单独对Ll充电。上述过程周而复始，MOS管Q2饱和导通期间，相当于把输入电压13. 5V中的12V切割下来作为输出电压￥0^05管02截止期间，剩下的1. 5V加上输入电压13. 5V共15V存放在电容Cl中，当下一个周期开始时，存放在电容Cl中的15V电压与输入电压一起，在对Ll 充电的同时，还在负载电阻Rl上形成输出电压Vo。在整个过程中，13. 5V输入电压中的12V 直接成为输出功率，这部份功率的变换效率可视为100%，剩余1. 5V被转移到电容Cl中，进行再生或反馈。MOS管Q2栅极驱动信号是高频方波，其源极接有负载电阻Rl和滤波大电容C2，对于高频信号而言，Q2的源极相当于接地，因此实际进行或参与PWM脉宽调制的电压仅仅只有1. 5V，而输出电压却是12V，直接印证了 “只要把输入功率中的极小部份进行功率变换， 就可以得到全部输出功率，即输入功率中的绝大部份既不必参与实际的功率变换，也不必通过磁芯变压器或电感传递，直接到达输出端，成为输出功率”。图4是电压切割电路各点电压的仿真波形，从上到下依次是输入电压Vi、输出电压Vo。图5是直流电压补偿电路，设输入电压Vi = 10. 5V，要求输出电压Vo= 12V，该电路产生一个补偿电压Vc = 1.5V，叠加在输入电压之上，使得输出电压等于12V。V2是功率 MOS管Q2的栅极驱动信号，是IOOKHz的方波信号，Vl是输入直流电压。电路启动后，Q2饱和导通，电池电压Vl通过Q2的漏源极向电感Ll充电，电感电流线性增加，电感中存贮的能量不断增多，与此同时，电容C2上的电压向负载R2放电。半个周期后，Q2截止，存贮在电感 Ll中的电能通过Ql的体内二极管向电容Cl充电。Cl上的电压叠加在电池电压Vl之上， 在向负载电阻R2供电的同时，也向电容C2充电。图7是各点电压的仿真波形，从上到下依次是输出电压Vo、输入电压Vi、补偿电压Vc。从图可以看到，输出电压Vo(12V)，是输入电压Vi (10. 5V)和补偿电压Vc(1.5V)之和。功率MOS管Ql没有驱动信号，那是因为只利用功率MOS管Ql体内二极管的正向特性，其饱和压降小，通过电流大。图6是各点电压的仿真波形，从上到下依次是输出电压Vo，输入电压Vi，补偿电压Vc。图7是变幅器原理电路，功率管Ql、Q2、二有管D1、电感Li、电容C2、Rl组成了与图1相同的降压电路，功率管Q3、Q4、电感Li、二极管D2、电容Cl、C3组成了与图3相同升压电路，输入电压加在电感Ll的同名端和地之间，输出电压在Q2、Q4的源极获得。当输入电压在额定值之内时，只有Q2饱各导通，输入电压经电感Ll和MOS管Q2的漏源极，直接在电阻Rl上输出；当输入电压大于额定值时，Q3、Q4截止，输入高电压不能到达输出端Vo，经过Q1、Q2及周边元件组成的降压电压后，在Q2的源极输出额定电压；当输入电压小于额定值时，Q1、Q2截止，Q4饱和导通，由Q3及周边元件组成的升压电路后，经过Q4的漏源极在端点Vo输出。图8是接有PWM控制芯片UC1825的变幅器实际电路。功率MOS管Ql、Q2、电感Li、 二极管D2、电阻R16电容C18等组成了电压切割电路，与图4电路相同，功率MOS管Q3、Q4、 电感Li、二极管D3、电容C2等组成了电压补偿电路，与图6电路相同。比较器U2、U3对输入电压V2进行比较，V2经过电阻Rl、R19分压后得到参考电压Vz，Vz同时接U2的同相输入端和U3的反相输入端，当代表输入电压V2的参考电压Vz大于U2反相端参考电压Vx时 (调节电阻R2、R7，使得Vx对应输出电压Vo的上限)，U2输出高电平，Sl接通，脉宽调制芯片驱动信号输出脚0UT_A接到功率MOS管Q2的栅极，进行电压切割操作，使输出电压Vo小于其上限电压，与此同时，U2输出的高电平通过二极管Dl、R7加到三极管Q3的基极，Q3饱各导通，其集电极低电平，开关S2断开；当代表输入电压Vi的参考电压Vz小于U3同相端参考电压Vy时(调节电阻R12、R23，使得Vy对应输出电压Vo的下限)，U3输出高电平，S3 接通，脉宽调制芯片驱动信号输出脚0UT_A接到功率MOS管Q4的栅极，进行电压补偿操作， 使输出电压Vo大于其下限电压，与此同时，U3输出的高电平通过二极管D2、R15加到三极管Q3的基极，Q3饱各导通，其集电极低电平，开关S2断开；当代表输入电压Vi的参考电压 Vz小于U2反相端参考电压Vx，大于U3反相端参考电压Vy时，U2、U3都输出低电平，Q3截止，其集电极输出高电平，S2接通，18V电压Vl接到Q2的栅极，Q2饱和导通，输入电压Vi 通过TXl的原边输出，使输出电压Vo保持Vo的上、下限之间。上述控制过程的结果是输入电压Vz大于基准电压Vx、小于基准电压Vy时，微功耗直流稳压器进行电压切割或电压补偿操作，使输出电压Vo保持在额定范围之内，即输出电压Vo保持在以基准电压为中心的一个范围内变化，Vx、Vy的幅值代表了这个变化范围， 由于电压Vx、Vy的幅值是可以人为设置的，所以输出电压Vo的变化范围(精度或调整率) 也是可以人为设置的。电压切割电路的输出端Q2的源极，和电压补偿电路的输出端(Ql的漏极和电阻 R13)接在一起，共同组成整机的输出端Vo，当输入电压Vz大于Vx、小于Vy时，开关Si、S3 不动作，脉宽驱动信号0UT_A加不到Q2、Q4的栅极，在此期间，开关S2动作，高电平Vl加到电压切割电路的功率MOS管Q2的栅极，使得Q2常通，成为一个直流开关，输入电压Vi通过饱和导通的Q2漏源极直接到达输出端Vo。图8中的速度传感霍尔器件是高变低型霍尔速度控制器，是来自油门、换档、制动等控制信号，由松开到压紧时，其输出端可得到4V-1V的电压。该电压加到UC1825的NI脚， 与INV脚电压进行比较，在OUTA、OUTB脚得到调宽脉冲。NI脚电压越低，OUTA, OUTB脚输出的调宽脉冲的低电平部分越宽，变幅器输出电压越高，电机转速越快.电阻R8用于零速调节。图9是微功耗永磁无刷直流电动机控制器的实际电路，与图1无刷电机控制器相比1)在蓄电池电压之后，增加了由^)5管01-04、1^1、01、02、(1、02、03组成的直流变幅器，2)电源芯片7815的输入电压仍然接蓄电池。3)车把霍尔移到变幅器里面；4)MC33035的脚14接固定电压，脚14、2、1和19、20、21只输出电机霍尔产生的换
向控制信号，不再产生调宽信号；5)6只IRF3205的直流供电不再取自蓄电池的端电压，而是取自变幅器的输出直流电压Vo。图10是蓄电池放电特性曲线，在0.2C的放电过程中，蓄电池端电压在11. 3V到 12. 7V之间变化，现在要求把4节蓄电池串联的输出电压稳定在48V。1)当输入电压大于额定电压时，电压切割电路启动，蓄电池最高电压为50. 8V，输入电压比额定电压高(50. 8-48)/48 = 5. 83%，输入电压Vi中高出的5. 83%由切割电路切下来，这切下来的部份要进行功率变换，变换成额定值电压输出。设变换效率为90%，设切下来这部份电压在进行功率变换过程中的功率损耗Pq 2)Pq = 5. 83% *(1_90% ) = 0. 0583*0. 1 = 0. 00583 = 0. 583%,3)由此可知，切下来这部份电压在功率变换过程中的损耗为0.583%。输入电压被切割后的极大部份电压，其幅值等于额定电压，直接到达输出端，这一部份电压本身并没有经过任何功率变换，其变换效率可视为100%，所以整个电压切割电路的总损耗也是 0. 583%，则其总效率为99. 417%。4)当输入电压小于额定电压时，电压切割电路启动，蓄电池最低电压为45. 6V，输入电压比额定电压低(48-45. 6)/48 = 5. 00%，输入电压Vi中比输出电压低出的5. 00%由补偿电路进行补偿，补偿电压的获得要进行功率变换，设变换效率为90 %，获得补偿电压进行的功率变换过程中的功率损耗1 5)Pb = 5. 00% *(1_90% ) = 0. 05*0. 1 = 0. 005 = 0. 5%,6)由此可知，为获得补偿电压所进行功率变换过程中，损耗为0. 5%。输入电压Vi 本身在电压补偿过程中并没有经过任何功率变换，直接从输入端到达输出端，成为输出功率的一大部份，其变换效率可视为100%，所以整个电压切割电路的总损耗也是0.5%，则其总效率为99.5%。7)当输入电压在额定范围之内时，在电压切割电路中的功率MOS管Ql (请参考图 6)的栅极加高电平控制信号，则Ql是一个直流开关，输入直流电压Vi直接到达输出端，整机效率可视为100%。8)相对于三种不同的运行模式，有三种不同的效率，99. 417%、99. 5 %、100%， 由于微功耗直流稳压器在一个时刻，只有一种运行模式，上述三种模式中的效率都是整机效率，这就意味着，运行在不同模式下，整机效率不一样。如果取平均值，则整机效率为 99. 652%。9)在电压切割和电压补偿的效率计算过程中，都是采用最坏情况时的数据，即最高电压50. 8V和最低电压45. 6V。从图7的蓄电池放电特性曲线可以看出，最高电压和最低电压的放电时间很短，最长放电时间还是在平稳放电区间，计算效率时不取最坏情况的数据，而取中间值数据比较合理。取中间值数据时，放电电压值的最大放电电压为 (50. 8-48)/2+48 = 1. 4+48 = 49. 4V，最低放电电压为48-(48-45. 6)/2 = 48-1. 2 = 46. 8，用此数据按上述效率的计算方法进行计算的结果是Pq = 0. 0292,Pb = 0. 025，所以启动电压切割时，整机效率为99. 708%，启动电压补偿时，整机效率为99. 775%。10)变幅器主电路不采用PWM变换，而是利用电压切割和电压补偿的方法，稳定直流电压，是微功耗永磁无刷直流电机的一大特色。尽管输入电压Vi的波动范围是正负 5. 417%，但蓄电池的放电电压在12. 35V-11. 7V (单节电池)的时间最长，即整机效率接近 100%的时间最长，所以在实际运行中，整机效率比上述估算的99. 417%要高得多，非常接近 100%。变幅器产生的稳定的直流电压Vo的幅值是根据霍尔速度控制转把的位置决定的，Vo的幅值决定了电机的转速，把变幅器稳定的直流电压Vo适时引进电机的直流开关， 即图8中的6只MOS管IRF3205，不再是调宽脉冲的输出器件，不再有任何意义上的高频损耗，功率损耗仅仅只有饱和压降，如采用MOS管IRFP4004作直流开关，其饱和漏源电阻仅 1. 7毫欧，通过20A电流，压降0. 034V,对于36V蓄电池端电压，其实际功率损耗为万分之九。变幅器输出的稳定直流电压Vo的幅值，由霍尔速率控制转把的位置决定，而与蓄电池的端电压无关，当蓄电池端电压由42V单边下降到33V时，变幅器的输出电压Vo仍能保持额定值不变。永磁无刷直流电机采用变幅器后，其速度只与电机的极限转速有关，而到蓄电池端电压无关。微功耗永磁无刷直流电机控制器适用于一切有刷直流电动机、永磁无刷直流电动机(BDCM)、开关磁阻电动机(SR)、双凸极永磁电动机(DSPM)等调速控制，同时免除蓄电池前置稳压器。
权利要求1. 一种微功耗永磁无刷直流电机控制器，其特征是微功耗永磁无刷直流电机控制器由直流变幅器组成，直流变幅器由场效应管Q1-Q4及周边元件组成，场效应管Q2、Q3的漏极，和二极管Dl、D2的阳极，和电感Ll的异名端都接在一起，二极管Dl的阴极通过场效应管Ql的漏源极接电感Ll的同名端，同时通过电容C2接地，二极管D2的阴极通过电容Cl 接电感Ll的同名端，同时通过场效应管Q4的漏源极和电容C3接地，场效应管Q2的源极通过电阻Rl接地，场效应管Q3的源极接地；驱动信号V1-V4分别是场效应管Q1-Q4的栅极驱动信号，输入电压V5接在电感Ll的同名端和地之间。
专利摘要微功耗永磁无刷直流电机控制器，由直流变幅器组成，直流变幅器由场效应管Q1-Q4及周边元件组成，场效应管Q2、Q3的漏极，和二极管D1、D2的阳极，和电感L1的异名端都接在一起，二极管D1的阴极通过场效应管Q1的漏源极接电感L1的同名端，同时通过电容C2接地，二极管D2的阴极通过电容C1接电感L1的同名端，同时通过场效应管Q4的漏源极和电容C3接地，场效应管Q2的源极通过电阻R1接地，场效应管Q3的源极接地；微功耗永磁无刷直流电机控制器实现了对有刷和无刷直流电机的调速，其最大特点是，主功率器件不采用PWM脉宽调制，不产生EMI干扰，电路简单，因此功耗极小而寿命极长，安全可靠，节能环保，成本、体积、重量、功耗都是传统电动自行车控制器的十分之一。
文档编号H02P6/08GK202190242SQ20112025753
公开日2012年4月11日 申请日期2011年7月19日 优先权日2011年7月19日
发明者郁百超 申请人:郁百超