专利名称：一种开关模式充电管理装置的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及ー种开关模式充电管理装置，特别涉及恒流充电模式的开关模式
充电管理装置。
背景技术：
充电管理装置通常被用于延长锂电池使用寿命和提高锂电池的安全性。对于小容量电池，一般充电电流较小，采用线性模式充电管理装置居多。但对于较大容量电池，为了 实现较短的充电时间，一般采用的充电电流较大。线性模式充电装置的效率很低，例如电池电压为3V，适配器输出电压即充电装置的输入电压为5V，则线性模式充电装置上的电压降为2V，对于IA的充电电流，其上损耗功率为2V*1A = 2W。一般的充电芯片封装由于散热能力限制无法承受2W的热功率。所以大电流充电管理多采用高效率的开关模式充电管理装置。图I中描述了ー种现有技术中开关模式的充电装置恒流充电模式下的工作原理图。一般基于开关型直流-直流转换器，MPl是主开关，MNl是同步整流开关，LI和Cl构成滤波电路，输出平均电流信号IA。误差放大器放大VIA与VR的差，产生误差信号ΕΑ0。振荡器产生三角波RAMP信号，PWM比较器比较EAO和RAMP信号产生脉宽调制信号PWM0。控制电路根据PWMO产生驱动MPl和丽I的栅极信号GPl和GNl。现有技术的ー个缺点是需要R2，此电阻一般电阻值较小，且需是散热较好的功率电阻，价格较高。另ー方面电阻R2上将产生额外的功率损耗，降低系统效率。第三、现有技术采用闭环控制，实现环路稳定性较困难，至少需要较大的相位补偿电路，来满足稳定性要求。补偿电路至少由电容构成，或者是电容和电阻串联或并列构成。此电容将消耗较大的芯片面积，増加了芯片成本。环路补偿同时限制了应用电路中电感(如图I中LI所示)和电容(如图I中Cl所示)的选择，只能采用某些固定电感值和电容值，不当选择可能导致振荡。
实用新型内容针对现有技术的不足，本实用新型的目的在于，提供ー种性能更优的开关模式充
电管理装置。基于上述实用新型目的，本实用新型提供的ー种开关模式充电管理装置，其特征在于包括基准电流产生电路，用于产生两路基准电流，其中一路为下拉型基准电流，用于驱动开关管MPS的漏极，向下将电流流向地节点，另一路为注入型基准电流，从电源节点VDD流向开关管丽S的漏极；第一比较器，当开关管MPl和开关管MPS不导通时不比较，输出低电平；在开关管MPS和开关管MPl导通时比较两者的漏极电压，输出高电平，使驱动电路控制开关管MPl关断，控制开关管丽I导通；第二比较器在开关管丽S和开关管丽I不导通时不比较，输出NC2为低电平，在开关管匪S和开关管匪I导通时比较两者的漏极电压，输出高电平，使驱动电路控制开关管匪I关断，控制开关管MPl导通；所述开关管MPS和开关管MPl的栅极电性连接，源极电性连接。所述基准电流产生电路由第一电流镜、第二电流镜、运算放大器和电阻构成。所述第一电流镜由开关管MP41、MP42、MP43构成，如果MP42相对MP41的电流镜复制系数是M1，则注入型基准电流Ic2 = (VREF/R42).M1，其中VREF为參考电压VREF的电压值，R42为电阻R42的电阻值，所述电流镜复制系数Ml等于M42相对MP41的宽长比之比。所述第二电流镜由开关管MN41和MN42构成。如果MP43相对MP41的电流镜复制系数是M2，MN42相对MN41的复制系数为M3，而假设M4 = M2. M3，则下拉型基准电流Icl =(VREF/R42).M40所述电阻为芯片外电阻或芯片内置电阻。还包括Max模块，用于当MPl的导通时间达到内部设定的最大时间时输出高电平。所述Max模块是ー个以CLK为时钟的计数器，GPl为复位信号，复位信号为低电平有效，即GPl为低电平时，将计数器复位，Q输出端被复位为低电平，当GPl为高电平时，计数器开始计时，计到设定的数N时，输出端Q输出高电平，N. TCLK即设定的MPl最大导通时间，其中N是计数值，TCLK是时钟信号CLK的周期。本实用新型的有益效果将在以下具体实施例中具体阐述。
图I为现有技术中开关模式的充电装置的结构示意图；图2为本实用新型的第一种实施方式的电路结构示意图；图3为本实用新型的第一种实施方式的信号原理图；图4为本实用新型的第一种实施方式中基准电流产生电路的一种电路结构示意图；图5为本实用新型的基准电流广生电路的另一种电路结构不意图；图6为本实用新型的基准电流广生电路的第二种电路结构不意图；图7为本实用新型的第二实施方式的电路结构示意图；图8为本实用新型的第二实施方式下Max模块的ー种具体实施电路结构示意图。
具体实施方式
图2描述了本实用新型的第一实施方式。基准电流产生电路产生两路基准电流分别为Icl和Ic2，其中Icl为下拉型基准电流，Ic2为注入型基准电流。下拉型基准电流Icl驱动MPS的漏极，向下将电流流向地节点。注入型基准电流Ic2从电源节点VDD流向匪S的漏极。比较器I在MPl和MPS不导通时不比较，输出NCl为低电平，比较器2在匪S和匪I不导通时不比较，输出NC2为低电平。比较器I在MPS和MPl导通时比较两者的漏极电压。当LX的电压低于MPS漏极DMPS的电压时，表明MPl的电流大于Icl.Kl，其中Kl为MPl和MPS的宽长比之比。此时比较器I输出NCl变成高电平，导致NON为高电平，驱动电路控制MPl关断，然后控制匪I导通。注意MPl关断后到匪I导通存在一定延时，此延时是为了保证不会出现MPl和匪I同时导通，也被称为死区时间。比较器2在匪S和匪I导通时比较两者的漏极电压。当LX的电压高于丽S漏极DMNS的电压时，表明丽I的电流大于Ic2. K2，其中Κ2为丽I和丽S的宽长比之比。此时比较器2输出NC2变成高电平，由于此时丽I处于导通状态，MPl处于关断状态，所以比较器I输出NCl为低电平，导致NON变成低电平。 驱动电路因此控制丽I关断，然后控制MPl导通。注意丽I关断后到MPl导通存在一定延时，此延时是为了保证不会出现MPl和MNl同时导通，也被称为死区时间。这样周而复始，控制MPl和匪I交替导通。由于MPl导通时，电感LI的电流等于MPl的电流，Icl.Kl为设计电感LI的峰值电流；当丽I导通吋，电感LI的电流等于丽I的电流，Ic2.K2为设计电感LI的谷值电流。设定的谷值电流一般大于零，所以控制电路工作在连续电流模式(CCM : Continuous Current Mode)，如图3所示。在图2中，由于MPS和MPl都工作在完全导通状态，即都工作在线性区，MOS管的特性等效于ー个电阻，由于MPS和MPl的栅极连接在一起，源极也连接在一起，比较器I翻转为高电平时其漏极电压相等，所以MPS和MPl的导通电阻之比反比于其宽长比之比。即RMPS = kl. RMPl(I)其中RMPS是MPS管的等效电阻值，RMPl是MPl管的等效电阻值，kl是MPl相对MPS的宽长比之比。由于比较器I翻转为高电平时MPS和MPl的源漏电压相等，所以Icl. RMPS = IMP1. RMPl(2)结合公式⑴所以MPl关断时的頂Pl = kl. Icl，而MPl导通时电感LI的电流以(VDD-VBAT) /L的速率上升，其中VDD是输入电源电压，VBAT为VBAT端电压，即电池电压，L是电感LI的电感值。当丽I导通时电感LI的电流以VBAT/L的速率下降，所以MPl关断时电感的电流为最大值。这里解释了电感电流最大值(峰值)等于Icl.kl的原因。同理，匪I关断时电感LI的电流为最小值(谷值)，丽S和丽I的栅极相连，其源极也相连，当比较器2翻转为高电平时，其漏极电压也相等，所以丽S和丽I的导通电阻之比反比于其宽长比之比。即RMNS = k2. RMNl(3)由于比较器I翻转为高电平时丽S和丽I的源漏电压相等，所以Ic2. RMNS = IMN1. RMNl(4)结合公式(3)和⑷可知电感LI的谷值电流为Ic2. k2这样电感电流的平均值IA等于(Icl. kl+Ic2. k2)/2图4描述了基准电流产生电路ー种实现方式。R42可以为ー装置外电阻，也可以为装置内置电阻。OP为ー运算放大器。MP41、MP42和MP43构成电流镜，MN41和MN42构成电流镜。如果MP42相对MP41的电流镜复制系数是M1，则Ic2 = (VREF/R42). Ml。其中VREF为參考电压VREF的电压值，R42为电阻R42的电阻值。这里所指的电流镜复制系数Ml可以等于M42相对MP41的宽长比之比。如果MP43相对MP41的电流镜复制系数是M2，MN42相对MN41的复制系数为M3，而假设 M4 = M2. M3,则 Icl = (VREF/R42) · M4。则IA = (VREF/R42) · (Ml. k2+M4. kl) /2这样可以通过设定R42的值来设定电感电流的平均值。此值即对电池充电的平均电流。[0040]图4中电流镜可以为更为复制的其他电流镜结构，如级联电流镜或威尔逊电流镜(Wilson Current Mirror)等,从而改善电流镜复制精度。图5描述了基准电流产生电路另一种实现方式。Ic2 = (VREF/R42).M1-I2,Icl = (VREF/R42).M4+I1，可得IA = (VREF/R42) · (Ml. k2+M4. kl) /2+ (II. kl_I2. k2) /2图7描述了本实用新型的第二实施例，与第一实施例相比增加了Max模块，Max模块的功能是当MPl的导通时间达到内部设定的最大时间时输出高电平。从而导致NON输出高电平，驱动电路控制关断MP1，然后控制丽I导通。这样就限制了 MPl的最大导通时间。由于本实用新型采用变频控制方式，所以对最大导通时间限制，有利于避免工作在音频范围内的频率，导致不良的音频噪声。图8描述了 Max模块的一种实现方式。是ー个以CLK为时钟的计数器，GPl为复位信号。复位信号为低电平有效，即GPl为低电平时，将计数器复位，Q输出端被复位为低电平。当GPI为高电平吋，计数器开始计时，计到设定的数N时，输出端Q输出高电平。N. TCLK即设定的MPl最大导通时间，其中N是计数值，TCLK是时钟信号CLK的周期。显然，本领域的技术人员可以对本实用新型进行各种改动和变型而不脱离本实用新型的精神和范围。这样，倘若本实用新型的这些修改和变型属于本实用新型权利要求及其等同技术的范围之内，则本实用新型也意图包含这些改动和变型在内。
权利要求1.ー种开关模式充电管理装置，其特征在干包括 基准电流产生电路，用于产生两路基准电流，其中一路为下拉型基准电流，用于驱动开关管MPS的漏极，向下将电流流向地节点，另一路为注入型基准电流，从电源节点VDD流向开关管丽S的漏极； 第一比较器，当开关管MPl和开关管MPS不导通时不比较，输出低电平；在开关管MPS和开关管MPl导通时比较两者的漏极电压，输出高电平，使驱动电路控制开关管MPl关断，控制开关管MNl导通； 第二比较器，在开关管丽S和开关管丽I不导通时不比较，输出NC2为低电平，在开关管匪S和开关管匪I导通时比较两者的漏极电压，输出高电平，使驱动电路控制开关管匪I关断，控制开关管MPl导通； 所述开关管MPS和开关管MPl的栅极电性连接，源极电性连接。
2.如权利要求I所述装置，其特征在于所述基准电流产生电路由第一电流镜、第二电流镜、运算放大器和电阻构成。
3.如权利要求2所述装置，其特征在于所述第一电流镜由开关管MP41、MP42、MP43构成，如果MP42相对MP41的电流镜复制系数是Ml，则注入型基准电流Ic2 = (VREF/R42). Ml,其中VREF为參考电压VREF的电压值，R42为电阻R42的电阻值，所述电流镜复制系数Ml等于M42相对MP41的宽长比之比。
4.如权利要求3所述装置，其特征在于所述第二电流镜由开关管MN41和MN42构成，如果MP43相对MP41的电流镜复制系数是M2，MN42相对MN41的复制系数为M3，而假设M4=M2. M3,则下拉型基准电流 Icl= (VREF/R42). M4。
5.如权利要求2所述装置，其特征在于所述电阻为芯片外电阻或芯片内置电阻。
6.如权利要求I所述装置，其特征在于还包括Max模块，用于当MPl的导通时间达到内部设定的最大时间时输出高电平。
7.如权利要求6所述装置，其特征在于所述Max模块是ー个以CLK为时钟的计数器，GPl为复位信号，复位信号为低电平有效，即GPl为低电平时，将计数器复位，Q输出端被复位为低电平，当GPl为高电平吋，计数器开始计时，计到设定的数N时，输出端Q输出高电平，N. TCLK即设定的MPl最大导通时间，其中N是计数值，TCLK是时钟信号CLK的周期。
专利摘要本实用新型公开了一种开关模式充电管理装置，包括基准电流产生电路，产生两路基准电流，一路为下拉型基准电流，用于驱动开关管MPS的漏极，向下将电流流向地节点；另一路为注入型基准电流，从电源节点VDD流向开关管MNS的漏极；第一比较器，在开关管MPS和MP1导通时比较两者的漏极电压，输出高电平，使驱动电路控制开关管MP1关断，控制开关管MN1导通；第二比较器，在开关管MNS和MN1导通时比较两者的漏极电压，输出高电平，使驱动电路控制开关管MN1关断，控制开关管MP1导通；MPS和MP1的栅极电性连接，源极电性连接。
文档编号H02M3/158GK202424226SQ20112054101
公开日2012年9月5日 申请日期2011年12月15日 优先权日2011年12月15日
发明者王钊 申请人:无锡中星微电子有限公司