具有减小的功率损失的电源系统、电子设备以及控制器的制作方法

专利名称：具有减小的功率损失的电源系统、电子设备以及控制器的制作方法
技术领域：
本发明涉及电容性耦合的电源系统的领域。
背景技术：
家用电器常常具有需要低供电电压的控制器以及从市电电压馈电的功率级。控制器接通及关断功率级并且控制其操作。功率级施行家用电器的主要功能。控制器例如对来自遥控设备的按钮或信号做出响应，以便接通及关断功率级。当家用电器连接到市电电压时，所述控制器仅仅监测可以表明必须接通家用电器的信号。其中将功率级关断的模式被称作待机模式。在待机模式下，只在低电压下消耗少量功率，以便将所述控制器和/或可选 的遥控传感器保持苏醒。当接收到要接通电器的信号时，控制器进入操作模式。功率级被接通，并且控制器开始控制功率级。此外，控制器还可以接通用户接口以便接收来自用户的附加输入和/或向用户提供反馈。用户接口通常也是由低供电电压来供电的。在操作模式下，低供电电压电路所消耗的功率多于待机功率。这样的家用电器的一个例子是咖啡机，其可以通过按钮来接通及关断。当通过按下通/断按钮接通咖啡机时，控制器将咖啡机切换到操作模式，其中取决于咖啡煮泡的不同阶段，例如控制加热元件的操作以及水泵的操作。当再一次按下通/断按钮时，控制器关断加热元件和/或水泵，并且进入待机模式，其间只监测来自所述按钮的信号。所述低供电电压常常由电容性电源提供。电容性电源具有电容器，其提供去到AC市电电压的电容性耦合并且充当电荷泵。使用整流电路获得DC电压，其常常通过齐纳二极管被限制到低电压。取决于整流电路的具体配置，AC市电电压波的仅仅一半被转换到低DC电压，或者如果实施了全波整流的话，则整个AC市电电压波都被转换。常常将浪涌电阻器与所述电容器串联耦合，并且常常将泄漏电阻器与所述电容器并联耦合。浪涌电阻器保护所述电源免受市电电压峰值的影响，并且泄漏电阻器则在所述电源与市电电压断开时对所述电容器进行放电。所述电容性电源是相对高效的电源，这是因为电容器不会耗散功率。但是电容性电源只能提供有限数量的功率，这是因为所能递送的最大电流受限于电容器在市电电压频率下的阻抗。电容性电源的规格是针对必须在家用电器的操作模式下递送的最大功率数量来规定的。但是如果设备所消耗的功率较少，则电容性电源会耗散过剩的能量。特别在待机模式下，齐纳二极管所耗散的功率过多，这是因为在操作模式下递送到设备的功率在待机模式下被齐纳二极管耗散。此外，浪涌电阻器和泄漏电阻器在操作模式以及在待机模式下都会耗散功率。特别在待机模式下的功率耗散过高，因此电容性电源的效率在待机模式下过低。浪涌电阻器、泄漏电阻器和齐纳二极管中的功率耗散与电容器的电容成线性或二次关系。较小的电容器导致较小的功率损失。减小电容器的电容常常是不可能的，这是因为最大可递送功率也与电容器的电容成线性关系。

发明内容
本发明的一个目的是提供一种更加高效的电源系统。本发明的第一方面提供如权利要求I所述的电源系统。本发明的第二方面提供如权利要求13所述的电子设备。本发明的第三方面提供如权利要求14所述的电子设备。本发明的第四方面提供如权利要求15所述的控制器。在从属权利要求中限定了有利实施例。根据本发明的第一方面的电源系统包括用以接收AC电压的第一输入以及用以向负载提供功率的输出。所述电源系统还包括DC-DC转换器、整流电路以及电压限制器。DC-DC转换器向电源系统的输出提供功率，并且包括电容性耦合到第一输入的第二输入。整流电路电容性I禹合到第一输入，并且被设置在第一输入与输出之间。整流电路向输出提供经过整流的输出电压。电压限制器耦合到输出，并且将经过整流的输出电压限制到预定义电压。通过所述电源系统的两个部分提供由负载消耗的功率。一个部分是电容性耦合到 市电电压的整流电路。整流电路通过输出向负载提供经过整流的电压。电源系统的输出处的经过整流的电压被电压限制器限制到预定义电压。通过整流电路所能递送的功率数量受限于将整流电路耦合到电源系统的第一输入的电容器的电容。但是如果通过整流电路所能递送的功率不全是由负载消耗的，则输出电压往往会增大。如果输出电压增大得过多，则电压限制器会通过耗散接收自整流电路的一部分功率来防止增大到所述预定义电压以上。所述电源系统的另一部分是DC-DC转换器。DC-DC转换器具有电容性耦合到市电电压的第二输入。DC-DC转换器将通过第二输入接收到的第一电压转换到第二电压，并且向电源系统的输出提供功率。在包括所述电源系统的设备的待机模式下，负载不会消耗很多功率。可以通过整流电路提供待机功率。在操作模式下负载消耗更多功率，并且附加的功率可以由DC-DC转换器提供。因此，整流电路以及将整流电路电容性耦合到第一输入的电容器的规格可以只基于待机模式的功率需求来确定。通过将整流电路的电容性耦合的电容匹配到待机模式下的功率使用会防止在待机模式下由电压限制电路耗散经由整流电路提供的许多功率。从而所述电源系统在待机模式下的操作更加高效。DC-DC转换器和提供DC-DC转换器的电容性耦合的电容器的规格可以针对操作模式下的负载的预期功率使用来确定。如果负载消耗的功率不多，则DC-DC转换器不转换任何功率或者只转换少量功率。已经知道DC-DC转换器也会耗散一些功率，但是其效率相对较高。因此，在待机模式下，DC-DC转换器中的可能的较小功率耗散不会超过电压限制器中的相对较大的功率减小。此外，DC-DC转换器常常需要滤波器电路，从而使得DC-DC转换器是电磁相容的。本发明的发明人看到，根据本发明的第一方面的电源系统的DC-DC转换器不需要这样的滤波器电路来提供电磁相容的电源系统。由所述电源系统的输入接收到的AC电压可以是市电电压，但是也可以是另一个AC电压。应当提到的是，AC电压不一定意味着AC电压的电压水平在正电压与负电压之间交替。其电压水平也可以在两个不同的正电压之间或者在两个不同的负电压之间交替。整流电路和DC-DC转换器到AC电压的电容性耦合可以通过一个共享电容器来提供，或者通过多个电容器来提供，其中每一个特定的电容器被DC-DC转换器或整流电路使用。由于所述电容性耦合，所述电路具有电荷泵行为。所述整流电路可以是半波整流电路，其仅仅在AC电压增大时或者在AC电压减小时传导电流。所述整流电路也可以是全波整流电路，其在AC电压增大时并且在AC电压减小时传导电流。DC-DC转换器可以接收输入AC电压的一半AC波的功率，例如仅仅接收AC波的电压增大部分，并且所述整流电路仅仅对AC电压的另一半进行整流，例如仅仅对AC波的电压减小部分进行整流。此外，DC-DC转换器不限于特定类型的DC-DC转换器。所述电压限制器可以是齐纳二极管或者是集成电路，其限制或稳定输出的电压。应当提到的是，所述整流电路提供经过整流的电压，其是不在正和负之间交替的电压，而是可以在最大值与最小值之间交替，所述最小值可以是基本上等于零的数值。所述最小值和最大值具有相同的符号，其例如都是正的。在一个实际实施例中，经过整流的电压被提供到能量存储装置(比如存储电容器)，以便获得作为基本上稳定的DC电压的更加平滑的经过整流的电压。在一个实施例中，所述电源系统还包括另一个整流电路和另一个电压限制器。所 述另一个整流电路电容性耦合到第一输入，并且向第二输入提供另一个经过整流的电压。所述另一个电压限制器耦合到第二输入，并且把第二输入的所述另一个经过整流的电压限制到另一个预定义电压。所述电容性耦合的电容器充当电流源。所述电容器的规格确定和另一个预定义电压决定可以由DC-DC转换器接收并且可以由DC-DC转换器转换的功率。施行所述规格确定可以使得在另一个电压限制器的功率耗散(特别在待机模式下)与可以由DC-DC转换器转换的功率数量之间找到最优点。因此，所述电源系统可以更加高效地操作。输入处的AC电压常常是市电电压。所述电源系统的接收或者可以接收这样的高电压的组件的规格必须被确定成耐受高电压。特别在DC-DC转换器中，几个组件(比如可控开关并且可能还有控制器)必须利用高压处理来制造，从而导致DC-DC转换器的昂贵得多的组件。通过把所述另一个预定义电压限制到某一低电压，可以在较低价格下制造DC-DC转换器的各个组件。基本上来说，所述实施例的电源系统可以是具有两个输出电压的全波电容性电源，其中一个输出电压被DC-DC转换器转换成另一个输出电压。已知的全波电源常常具有第一输出电压、中性输出端子以及第二输出电压，其中第二输出电压的绝对值与第一电压的绝对值相同，并且第二输出电压的符号不同于第一输出电压的符号。但是如果利用这样的全波电源只需要提供一个电压，则必须减小第一电压和第二电压，从而可以通过将输出端子之间的负载与第一和第二输出电压相连而获得一个电压。但是当总的所需输出功率必须保持相同时，减小输出电压会导致增大电容性耦合的所述一个或多个电容器的电容。因此会引入更高的待机功率损失。利用根据所述实施例的电源系统则不需要减小输出电压，这是因为第一电压被转换成第二电压。因此，电容性稱合的所述一个或多个电容器的电容不需要被增大，并且防止了待机模式下的功率损失的增大。在另一个实施例中，所述另一个预定义电压的绝对值大于所述预定义电压的绝对值。所述电源系统中的几项功率损失与所述电容器的电容成线性或二次关系。特别来说，所述电压限制器或另一个电压限制器中的功率耗散与所述电容器的电容成线性关系。此外，在所述电源系统的一个实际实施例中，所述电容性耦合包括泄漏电阻器和浪涌电阻器，所述泄漏电阻器和浪涌电阻器也耗散功率并且其耗散分别与所述电容器的电容成二次和线性关系。所述预定义电压由负载的需求决定。例如由负载在待机模式下消耗的功率可以通过整流电路来提供，并且取决于可以通过整流电路的电容性耦合提供电流。可以对于待机模式最小化提供去到整流电路的电容性耦合的电容器的电容。从而所述电源系统的包括整流电路的第一分支中的功率损失得以最小化。所述电源系统的包括另一个整流电路和DC-DC转换器的第二分支可以向输出提供另一功率数量，其受到所述电容器的电容和所述另一个预定义电压的数值的限制。所述电容器的电容决定可以被提供到DC-DC转换器的第二输入的最大电流。通过在相同电流下增大所述另一个预定义电压，可以通过第二分支提供的功率数量得以增大，而不需要提供第二分支的电容性耦合的电容器的电容。因此，可以在所述另一个电压限制器中并且/或者可以在第二分支的电容性耦合的泄漏电阻器和浪涌电阻器中耗散相对较低的功率数量。 因此，第一分支和第二分支中的功率耗散受到限制，并且因此所述电源系统更加高效地操作。DC-DC转换器相对高效地操作，并且在把第二输入上的电压转换为被提供到电源系统的输出的功率时只耗散少量功率。DC-DC转换器中的功率损失远远小于所述另一个电压限制器和电容性耦合中的功率损失的减小。第一分支的电容性耦合可以通过除了第二分支的电容器之外的另一个电容器来提供。应当提到的是，也可以使用仅仅一个电容器来提供全部两个整流电路到电源系统的输入的电容性耦合。特别在第一分支仅仅使用AC输入波的一个半波的功率时，并且当第二分支使用AC输入波的另一个半波的功率时，只需要使用一个电容器，这在电源系统的成本方面是有利的。其导致这样的电源系统其中在AC输入波的一半期间，所述电容器向第一分支提供电流，并且在另一个半波期间，所述电容器向第二分支提高电流。所述电容器的电容决定所述电流的数值。通过选择特定的预定义电压和特定的另一个预定义电压，可以确定通过第一分支和第二分支所能递送的功率的数量的规格，同时功率损失主要由所述电容器的电容决定。在另一个实施例中，所述电源系统操作在待机模式或操作模式下。在操作模式下，操作功率被提供给负载，并且在待机模式下，在电源系统的输出处提供待机功率。所述电源系统还包括与所述另一个电压限制器并联设置的可控开关。通过闭合所述可控开关，所述另一个电压限制器被短路。所述电源系统还包括控制器以便在待机模式下闭合所述可控开关。或者所述电源系统包括另一个短路可控开关，其被设置在由所述电容性耦合和另一个整流电路共享的节点与所述电源系统的具有中性电压的节点之间，并且所述电源系统包括用于在待机模式下闭合所述另一个短路可控开关的控制器。通过闭合所述可控开关会把所述另一个电压限制器两端的电压减小到零，从而防止所述另一个电压限制器中的功率耗散。实际上在待机模式下，所述另一个整流电路与输入之间的电容性稱合的电容器与输入的AC电压并联连接。与AC电压并联的电容器不耗散能量。此外，所述开关的闭合会把第二输入的电压减小到零，从而导致关断DC-DC转换器。因此，DC-DC转换器在待机模式下不耗散能量。因此，所述开关的闭合导致在待机模式下更加高效的电源。应当提到的是，可以通过所述电源系统提供的待机功率的数量小于操作功率的数量。此外还应当提到的是，在待机模式以及操作模式下，所述电源系统在第一输入处消耗的AC电压的能量多于由负载消耗的功率数量，这是由于电源系统中的能量损失而造成的。举例来说，在待机模式下，所述电源系统的总功率消耗是电源系统在待机模式下的功率耗散加上负载在待机模式下的功率消耗。在一个实施例中，所述另一个预定义电压的绝对值处于具有所述预定义电压的绝对值的下界和上界的一定范围内，其中所述上界的数值是所述预定义电压的绝对值的20倍大。正如在另一个实施例中所讨论的那样，一旦所述另一个预定义电压大于所述预定义电压，所述电源系统的包括DC-DC转换器和另一个整流电路的分支就能够提供更多功率。另一方面，如果仍然必须递送相同数量的功率，则可以减小提供所述分支的电容性耦 合的电容器的电容，从而减少该分支中的功率损失。所述另一个预定义电压的上界主要由DC-DC转换器的各个组件的生产成本限制。举例来说，当所述另一个预定义电压例如是2. 5伏特时，则对应于所述另一个预定义电压的上限是50伏特，其仍然允许仅在DC-DC转换器中使用低压组件。一般来说，低压组件不是针对耐受高于100伏特的电压而制造的。因此，对应于所述另一个预定义电压的上界可以是100伏特，但是2倍的安全余量会得到更加可靠的电源系统。在另一个实施例中，所述预定义电压是_5伏特，并且所述另一个预定义电压处于从5到50伏特的范围内。如果必须通过从所述电源系统的输出接收其功率的控制器来开关家用电器的市电电路中的三端双向可控硅开关，则-5伏特的预定义电压有利于使用在所述电器中。当三端双向可控硅开关开关信号是负电压时，所述三端双向可控硅开关从低压三端双向可控硅开关开关信号消耗的功率较少。在另一个实施例中，所述预定义电压基本上等于-3. 3伏特，并且所述另一个预定义电压处于从3. 3到33伏特的范围内。所述另一个预定义电压是正电压，而所述预定义电压是负电压。这一点的有利之处在于，例如允许基于AC输入电压波的电压减小部分生成所述预定义电压，并且允许基于AC输入波的电压增大部分生成所述另一个预定义电压，正如在另一个实施例中所讨论的那样，这样可以导致提供去到AC输入电压的电容性耦合的一个或多个电容器的较低电容。对应于所述另一个预定义电压的5到50伏特的范围具有与所述预定义电压的绝对值相同的下界并且具有充分处于低压范围内的上界，从而无需在DC-DC转换器中使用高压组件。应当提到的是，如果所述电压限制器是齐纳二极管，则对应于所述预定义电压的实际数值是-4. 7伏特，这是因为可以获得特定电压的齐纳二极管。如果是这样的话，所述另一个预定义电压可以具有处于从4. 7到50伏特的范围内的绝对值。在另一个实施例中，所述电源系统被设置成操作在用于向负载提供待机功率的待机模式下或者操作在用于向负载提供操作功率的操作模式下。DC-DC转换器包括降压一升压转换器，其包括可控开关。在操作模式下，所述可控开关调制通过电感的电流。所述电源系统还包括用以控制所述可控开关的控制器。所述开关在电源系统的待机模式下被永久性地闭合，从而通过所述电感将所述另一个电压限制器短路。所述开关在电源系统的操作模式下在断开状态与闭合状态之间交替，以便控制将能量存储在电感中以及控制从电感释放
倉tfi。所述降压一升压转换器是相对便宜的DC-DC转换器，其具有相对简单的拓扑和较少的组件数量。降压一升压转换器具有与所述电感串联的可控开关。所述可控开关与电感的串联设置被耦合在降压一升压转换器的第二输入与中性电压水平之间。因此，通过永久性地闭合所述开关，第二输入被永久性地连接到中性电压水平，并且所述另一个电压限制器实际上被短路。正如在另一个实施例中所讨论的那样，这一点在待机模式下可能是有利的，这是因为其减小了所述另一个电压限制器中的待机功率损失。此外，所述开关的永久性闭合还关断了 DC-DC转换器，这是因为第二输入的电压被实际上减小到零。如果所述可控开关被控制成在断开状态与闭合状态之间交替，则电感可以在开关闭合时存储电能，并且可以在开关断开时释放能量，从而向所述电源系统的输出提供电流。因此，可用在所有降 压一升压转换器中的控制器和可控开关具有用以在待机模式下将所述另一个电压限制器短路的附加功能，从而防止所述另一个电压限制器中的功率损失。因此不需要附加的组件并且节省了更多能量。在另一个实施例中，所述电源系统被设置成操作在待机模式下以便向负载提供待机功率，或者操作在操作模式下以便向负载提供操作功率。所述电源系统包括控制器，以便控制可控开关在待机模式下将DC-DC转换器的第二输入从去到所述输入的电容性耦合断开。通过将第二输入从去到所述输入的电容性耦合断开实际上导致关断DC-DC转换器。DC-DC转换器的关断会防止在待机模式期间的DC-DC转换器中的功率损失。所述电源系统的包括整流电路和电压限制器的分支提供待机功率，并且可以针对待机模式最优地确定其规格，并且在操作模式下，DC-DC转换器可以向输出提供附加的功率。在一个实施例中，由第一输入接收到的AC电压包括AC电压波的电压增大部分并且包括AC电压波的电压减小部分。所述整流电路仅仅对电压增大部分或电压减小部分当中的一个进行整流，并且所述另一个整流电路对电压增大部分或电压减小部分当中的另一个进行整流。电压增大部分是AC电压波的其中电压水平增大的部分。电压减小部分是AC电压波的其中电压水平减小的部分。所述实施例允许对于电容性耦合使用一个电容器，其中当AC电压处于电压减小部分或电压增大部分中时所述电容器向所述整流电路提供电流，并且所述电容器在另一个部分中向所述另一个整流电路提供电流。因此，对于电容性耦合需要最少的组件数量。在一个实施例中，所述电源系统包括稱合在第一输入与整流电路之间并且稱合在第一输入与另一个整流电路之间的电容性耦合。所述电容性耦合包括用于提供电容性耦合的电容器。具有一个电容性耦合允许使用一个电容器。因此，对于电容性耦合需要最少的组件数量。在一个实施例中，所述另一个电压限制器包括过电压保护和电压限制可控开关。过电压保护的第一输入耦合到所述第二输入，并且过电压保护的第二输入耦合到预定义参考电压。过电压保护的输出耦合到电压限制可控开关以便控制所述电压限制可控开关操作在导通模式或不导通模式下。电压限制可控开关耦合到由所述电容性耦合与所述另一个整流电路共享的节点，并且耦合到电源系统的中性电压。在一个实际实施例中，所述过电压保护是具有滞后的比较器。如果第二输入的电压过高，则过电压保护控制电压限制可控开关处于导通模式下，并且不通过所述另一个整流电路向第二输入递送电流，这样第二输入的电压水平就可以减小。如果第二输入的电压过低，则过电压保护控制电压限制可控开关处于不导通模式下，并且可以通过所述另一个整流电路向第二输入递送电流，这样第二输入的电压水平就可以增大。此外，当电压限制可控开关闭合时，所述电容性耦合与AC电压并联耦合，这样在所述电容性耦合中就不耗散功率，从而减少了电源系统的功率损失。在另一个实施例中，所述电压限制器包括用于检测经过整流的输出电压关于预定义电压过高和过低的过电压保护。所述另一个电压限制器包括电压限制可控开关。所述电压限制可控开关耦合到由所述电容性耦合与另一个整流电路共享的节点，并且耦合到电源 系统的中性电压。如果经过整流的输出电压的绝对值过高，则所述电压限制可控开关被过电压保护控制处于导通状态，并且如果经过整流的输出电压的绝对值过低则处于不导通状态。所述实施例基于所述经过整流的输出电压与预定义电压的偏差来控制另一个经过整流的输出电压的电压水平。如果所述电压限制可控开关被控制在导通状态下，则另一个经过整流的输出电压的电压水平减小，并且由DC-DC转换器递送到输出的功率数量减小，从而所述经过整流的输出电压的电压水平减小。如果所述电压限制可控开关被控制在不导通状态下，则另一个经过整流的输出电压的电压水平增大，并且由DC-DC转换器递送到输出的功率数量增大，从而所述经过整流的输出电压的电压水平增大。因此，利用相对少量的组件就可以把所述经过整流的输出电压的电压水平控制到预定义电压，而不会减小可由电源系统递送的功率数量。在一个实施例中，所述电源系统包括第一电容性耦合和第二电容性耦合。第一电容性耦合被耦合在第一输入与整流电路之间，并且第二电容性耦合被耦合在第一输入与另一个整流电路之间。第一电容性耦合和第二电容性耦合分别包括用于提供电容性耦合的电容器。对于所述整流电路和另一个整流电路具有单独的电容性耦合允许针对电源系统的特定分支的具体功率需求优化每一个电容性耦合装置的电容器的电容。这样其就提供了可以被调谐以减小功率损失的附加变量。在另一个实施例中，所述电容性耦合、第一电容性耦合和/或第二电容性耦合包括(i)与电容器串联耦合的浪涌电阻器和/或(ii)与电容器并联耦合的泄漏电阻器。浪涌电阻器保护电源系统免受AC电压的突然改变的影响，并且泄漏电阻器在没有AC电压时对电容器进行放电。在另一个实施例中，所述电源系统包括集成电路，所述集成电路包括以下组中的至少其中之一 =DC-DC转换器的至少一部分，电压限制器，另一个电压限制器，短路可控开关，用于控制短路可控开关的控制器，降压一升压转换器的至少一部分，降压一升压转换器的可控开关，降压一升压转换器的二极管，降压一升压转换器的用于向另一条功率轨提供功率的另一个二极管，用于控制降压一升压转换器的可控开关的控制器，用于限制流经所述电压限制器的电流的电流限制电路，以及用于限制流经所述另一个电压限制器的电流的另一个电流限制电路。通过把所述电源系统的一大部分集成在集成电路(IC)上，当大量制造所述IC时会得到相对便宜的电源。此外还相对便宜的做法是将用于降压一升压转换器的更加先进的控制机制集成在IC中而不会显著增加其成本。IC的另一个优点在于，IC具有相对较小的物理规格。在所述电源系统的另一个实施例中，所述电压限制器包括旁路调节器，其具有由两个电阻器的串联设置形成的控制回路，并且/或者所述另一个电压限制器包括另一个旁路调节器，其具有由两个电阻器的另一个串联设置形成的控制回路。所述具有控制回路的旁路调节器与具有控制回路的另一个旁路调节器在IC上的集成相对容易并且相对便宜。举例来说，齐纳二极管通常不可用于IC技术，并因此具有控制回路的旁路调节器是针对齐纳二极管的一种有利替换方案。根据本发明的第二方面，提供一种电子设备，其包括根据本发明的第一方面的电源系统。所述电子设备提供与根据本发明的第一方面的电源系统相同的益处，并且具有与所述系统的相应实施例的效果类似的类似实施例。根据本发明的第三方面，提供一种电子设备，其包括用以控制所述电子设备的操作的设备控制器，以便控制电子设备处于待机模式或操作模式下。所述电子设备还包括根据本发明的第一方面的电源系统，其被设置成操作在待机模式下以便向低压负载提供待机功率，或者操作在操作模式下以便向低压负载提供操作功率。所述电源系统的DC-DC转换器包括降压一升压转换器，其包括可控开关。所述可控开关调制通过电感的电流。所述电源系统还包括用以控制所述可控开关的电源控制器。所述电源控制器被设置成控制所述可控开关。所述开关在电源系统的待机模式下永久性地闭合，从而通过所述电感将所述另一个电压限制器短路。在电源系统的操作模式下，所述开关在断开状态与闭合状态之间交替，以便控制将能量存储在所述电感中以及控制从所述电感释放能量。所述设备控制器和电源 系统的电源控制器被集成在一个控制器中。所述电子设备提供与根据本发明的第一方面的电源系统相同的益处，并且具有与所述系统的相应实施例的效果类似的类似实施例。通过将所述电子设备的控制器与所述电源系统相组合，获得了在电子设备中使用较少组件的附加优点，从而降低了复杂度和成本。根据本发明的第四方面，提供一种用在根据本发明的第一方面的电源系统中或者用在根据本发明的第三方面的电子设备中的控制器。参照下面描述的实施例，本发明的前述和其他方面将变得显而易见，并且将对其进行阐述。本领域技术人员将认识到，可以按照认为有用的任何方式组合前面提到的本发明的实施例、实现方式和/或方面当中的两项或更多项。基于本说明书，本领域技术人员可以实施与所述系统的已描述的修改和变型相对应的所述系统和/或设备的修改和变型。


在附图中
图I示意性地示出了全波电容性电源；
图2示意性地示出了根据本发明的第一方面的电源系统的一个实施例；
图3示意性地示出了根据本发明的电源系统的另一个实施例；
图4示意性地示出了包括降压一升压转换器的电源系统的一个实施例；
图5给出了作为另一个预定义电压的函数的待机损失的图表；
图6a示意性地示出了根据本发明的电源系统的一个具体实施例；
图6b不意性地不出了图6a的具体实施例的其中一些信号的图表；
图7示意性地示出了根据本发明的电源系统的另一个具体实施例；
图8示意性地示出了包括本发明的电源系统的电子设备；
图9a示意性地示出了包括IC的电源系统的一个实施例；
图9b示意性地示出了旁路调节器的一个实施例；
图10示意性地示出了包括IC的电源系统的一个实施例，其中所述IC包括电流限制电
路；
图11示意性地示出了包括IC的电源系统的一个实施例，其中所述IC包括电压限制可控开关；
图12示意性地示出了包括IC的电源系统的一个实施例；
图13示意性地示出了包括IC的电源系统的一个实施例，其中所述IC包括用于降压一升压转换器的固定接通时间控制机制；
图14示意性地示出了包括IC的电源系统的一个实施例，其中所述IC包括用于降压一升压转换器的另一种控制机制；
图15示意性地示出了包括IC的电源系统的一个实施例，其中所述IC包括根据所述经过整流的输出电压的电压水平控制另一个经过整流的电压水平；
图16示意性地示出了包括IC的电源系统的一个实施例，其中所述IC具有MOS晶体管而不是降压一升压转换器的二极管；以及
图17示意性地示出了包括IC的电源系统的一个实施例，其中所述IC向附加的功率轨提供功率。应当提到的是，在不同附图中由相同附图标记指示的项目具有相同的结构特征和相同的功能，或者是相同的信号。如果已经解释过这样的项目的功能和/或结构，则在下面的详细描述中没有必要对其重复解释。图中所示出的电子组件的数值仅仅是所给出的实施例的实例。如果所示出的电路必须以不同方式操作，则可以相应地改变所述数值。
具体实施例方式图I示出了已知的全波电容性电源100。输入102接收230伏特的AC市电电压。电阻器Rsurg6被用来使得电路对于浪涌和电压陡降之类的市电电压干扰较不敏感。电容器Ccap提供市电电压与所述电源之间的电容性耦合。电阻器RblMd被用来在全波电容性电源100从市电电压断开时对Ccap进行放电，因此时间常数RbleraAap被限制到一个最大值并且通常保持恒定。当输入AC波的电压水平增大并且对电容器C2b进行充电时，二极管D2传导电流。通过附加的浪涌电阻器R5b将电容器C2b两端的电压提供到第一输出106。齐纳二极管D3b限制第一输出106的输出电压。当输入AC波的电压水平减小并且对电容器C2a进行充电时，二极管Dl传导电流。通过另一个附加的浪涌电阻器R5a将电容器C2a两端的电压提供到第二输出108，并且齐纳二极管D3a限制第二输出108的输出电压。第一输出106的输出电压基本上等于+5伏特，并且第二输出108的输出电压基本上等于-5伏特。已知的全波电容性电源100常常被用在其主要操作由控制器104控制的电子设备中。控制器104例如控制三端双向可控硅开关，其将所述电子设备的市电电压电路与市电电压连接或断开。如果控制器104如图中所示运行在负电压上，则所述三端双向可控硅开关需要较小的栅电流。控制器104还可以被用来在待机模式与操作模式之间切换所述电子设备的模式。在待机模式下，控制器104只被用来检测可以接收自按钮或遥控器的所谓的接通信号。如果控制器104接收到这样的信号，则所述电子设备的其他部分被控制器104切换到操作模式。 可以通过第一输出106递送的电流是
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可以通过第二输出108递送的功率也基本上等于(2)。在待机模式下，没有负载连接到第一输出106，并且控制器104只从第二输出108汲取非常小的电流。但是全波电源100消耗的能量多于控制器的功率消耗。全波电容性电源100的待机功率基本上等于(从而忽略了二极管D1和D2以及浪涌电阻器R5a和R5b中的功率耗散)
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其中
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应当提到的是，在待机模式下，在齐纳二极管D3a、D3b中简单地耗散最大输出功率P0Utl+P0Ut2o此外还应当提到的是，浪涌电阻器Rsurg6和各个泄漏电阻器Rbl66d的串联设置中的功率耗散与电容器Cmp的电容分别成二次和线性关系。应当提到的是，图I的控制器104从第二输出108汲取功率。所述电子设备的其他组件可以从第一输出106和/或第二输出108汲取功率。如果只需要一个例如具有5伏特电压差的输出，贝1J第一输出106的输出电压和第二电压的输出电压可以分别被降低到2.5和-2. 5伏特，并且控制器104和电子设备的负载必须被连接在具有这些对应电压的输出端子之间。但是这需要增大电容器Cmp的电容，因为在可递送功率的总数量必须保持相同时必须递送更高的电流。因此这就导致更高的待机功率损失。图2示出了根据本发明的第一方面的一个实施例。其中示出了电源系统200。电源系统200包括接收AC电压的第一输入206,并且包括向负载216提供输出电压的输出218。电源系统200还包括DC-DC转换器204 (其包括第二输入203)、整流电路212和电压限制器214。整流电路212电容性耦合到第一输入，并且向输出218提供经过整流的电压。电压限制器214耦合到输出218，并且将输出电压限制到预定义电压。DC-DC转换器的第二输入203电容性耦合到第一输入206，并且向输出218提供功率。所述电容性耦合由单独的电容性耦合装置202和210提供，或者由共享电容性耦合装置208提供。如图I中所讨论的那样，如果只需要向具有相同输出功率的已知全波电容性电源100的输出提供一个输出电压，则必须增大所述电容器的电容。对于图2的电源系统则不需要这样做。例如如果所述预定义电压是_5伏特并且在第二输入203处接收到另一个电压，则DC-DC转换器可以将在其第二输出203处的可用功率转换到与输出218的需求相匹配的功率。这样就不需要增大所述电容性耦合的(多个)电容器的电容。因此就不需要增大待机功率损失。因此电源系统200的操作效率较高，在待机模式下尤其如此。在图2的系统的一个实际实施例中，能量贮存库213耦合到输出。整流电路212向所述能量贮存库提供能量，从而在输出处获得基本上稳定的DC电压。在图2的另一个实际实施例中，另一个能量贮存库222耦合到第二输入203，并且另一个整流电路220耦合在电容性耦合202或208与第一输入之间，以用于向第二输入203提供另一个经过整流的电压。图3示出了根据本发明的第一方面的另一个实施例。除了电源系统200的元件之夕卜，电源系统300被显示为还包括另一个整流电路302、另一个电压限制器304、可选的可控开关306以及可选的另一个可控开关307。另一个整流电路302电容性耦合到由输入206接收的AC电压，并且向第二输入203提供经过整流的电压。另一个电压限制器304也耦合到第二输入203，并且将第二输入203的电压限制到另一个预定义电压。可控开关306耦合到第二输入203，并且被设置成与另一个电压限制器304并联，以便在电源系统300的待机 模式下将另一个电压限制器304短路。在待机模式下，电源系统300通过输出218向负载216提供待机功率。在操作模式下，电源系统300向负载216提供操作功率。如果可控开关306断开，则DC-DC转换器204的第二输入203处的电压受到另一个电压限制器304的限制。可以通过DC-DC转换器递送到输出218的功率基本上等于
^cmi — , 2nd inpui — Jr\V At' lWtlifr putJciincil volSjgc(7)
其中，Ceap代表提供另一个整流电路302到输入206的电容性耦合的电容器的电容。从公式(7)中可以看出，当增大另一个预定义电压时，可以减小所述电容器的电容。正如在图I中所讨论的那样，所有的待机功率损失都与所述电容器的电容成二次或线性关系。因此，通过增大另一个预定义电压，可以减小所述电容性耦合的电容器的电容，从而减小待机功率损失。可以通过利用可控开关306将另一个电压限制器短路来获得待机损失的进一步减小。实际上这样做导致将所述电容性耦合的电容器与输入AC电压并联耦合。与AC电压并联的电容器不耗散任何功率。此外，另一个电压限制器304不能耗散功率，这是因为另一个电压限制器304的全部两个端子都接收相同的电压。因此，正如可以从公式(3)中看出的那样，待机功率减少会在另一个电压限制器304中耗散的功率数量。此外，通过闭合可控开关306，第二输入203的电压实际上被减小到零。因此，DC-DC转换器204实际上被关断，并且不能耗散任何功率。在另一个实施例中，DC-DC转换器204的第二输入203可以通过另一个可控开关307与另一个整流电路302断开。通过将DC-DC转换器204的第二输入203断开会导致关断DC-DC转换器204，从而减少DC-DC转换器204中的可能功率损失。特别在电源系统300的待机模式下，必须断开另一个可控开关307。在一个替换实施例中，DC-DC转换器204包括用于关断DC-DC转换器204的装置。可以买到的DC-DC转换器常常就具有这样的装置。 在图3的系统的一个实际实施例中，能量贮存库213耦合到具有与图2的能量贮存库213相同的功能的输出，并且另一个能量贮存库303耦合到节点，所述另一个整流电路为该节点提供经过整流的电压，从而使得所述另一个能量贮存库可以存储能量以便获得基本上稳定的DC电压。在图3的系统的另一个实施例中，提供耦合在中性电压与节点之间的可控开关301，其中所述节点是所述电容性耦合与另一个整流电路302之间的节点。通过在待机模式下闭合可控开关301也可以减小待机功率，因为这样做会导致把所述电容性耦合的电容器与AC电压并联连接。在图4中示出了根据本发明的第一方面的电源系统400的另一个实施例。电源系统400包括用于接收市电电压的输入206，并且包括用于向例如电子设备的低压电路提供DC输出电压Vwt的输出218。电源系统400包括电容性耦合装置402，其包括电容器Ceap、与电容器Cmp串联设置的浪涌电阻器Rsurg6以及与电容器Ccap并联设置的泄漏电阻器Rbl66d。当市电输入电压波增大时二极管D2传导电流并且在电容器C1中存储电能。齐纳二极管Dzmejrt与电容器C1并联连接，并且将电容器C1两端的电压限制到预定义电压V1。受限制的电压被提供到第二输入203，其是DC-DC转换器404的输入。电源系统400的DC-DC转换器404是降压一升压转换器，其包括可控开关S1、电感L1、续流二极管D3和控制器406。电源系统400还包括二极管D1，其在市电输入电压波减小时传导电流并且在电容器C2中存储电能。电容器C2向输出218提供输出电压Vtjut。所述输出电压被与电容器C2并联f禹合的齐纳二极管Dzener2限制到预定义输出电压Vtjut。降压一升压转换器404将电压V1转换到电压Vwt。可控开关S1可以被控制在断开状态和闭合状态下。控制器406控制可控开关S1在断开状态与闭合状态之间交替。在特定频率和特定占空比下，电压V1被转换成VMt。当开关S1闭合时,流经电感L1的电流逐渐增大。当在所述电感中存储了足够的能量时，开关S1断开。当开关S1断开时，存储在电感L1中的能量导致流经二极管D3的逐渐减小的电流。举例来说，当流经二极管D3的电流基本上等于零时，可以闭合开关S1，并且重复断开及闭合所述开关的循环。控制器406可以附加地被用来控制电源系统400操作在待机模式或操作模式下。在待机模式下，可控开关S1被永久性地闭合，并且在操作模式下，可控开关S1被控制成在断开状态与闭合状态之间交替。降压一升压转换器404的开关S1被用于在待机模式下将齐纳二极管Dzmwl短路。如果开关S1被永久性地闭合，则齐纳二极管Dzmwl通过电感L1被短路。如前所述，通过将齐纳二极管Dzmwl短路会防止待机模式下的齐纳二极管Dzmwl中的功率损失。在另一个实施例中，控制器406可以是通用可编程控制器，其还能够控制包括电源系统400的电子设备，以便例如控制所述电子设备的主要操作。在电源系统400的一个实施例中，所述预定义电压V1高于预定义输出电压V-。如果％更高，则可以防止待机损失，这是因为可能对于所述电容性耦合使用具有较小电容的电容器CMP。这就导致减少了浪涌电阻器Rsmg6、泄漏电阻器Rbl66d以及(取决于可控开关S1的状态)齐纳二极管Dzmwl中的损失。在图5中给出了一个图表，其中示出了在针对特定的固定最大数量输出功率确定电源系统400的规格的情况下的预定义电压V1与待机功率耗散之间的关系。从图中可以看出，待机损失在从0到大约50伏特的范围(由附图标记502表示)内急剧减小。在高于50伏特的另一个范围(由附图标记504表示)内，所述损失可以进 一步减小，但是如果降压一升压转换器404在第二输入203处接收到高于50伏特的电压，则必须利用高压工艺来制造至少可控开关S1，从而使得可控开关S1能够耐受更高电压。比如电感L1之类的其他组件也可能会变得更加昂贵。因此，处于直到50伏特的范围502内的预定义电压V1是有好处的。对应于预定义电压V1的下界是由齐纳二极管Dz6nw2的电压限定的输出电压Vtjut。图6a示出了根据本发明的第一方面的电源系统的一个具体实施例。所示出的电源系统600的规格被确定成在-27. 5mA的最大输出电流下提供-4. 7伏特的输出电压，从而最大输出功率是P^^mW。前面已经在图4的实施例的情境中讨论了 Rsurg^RbleedXeapJp
和D5的功能。齐纳二极管D3a将输出电压限制到-4. 7伏特，并且齐纳二极管D3b把提供到降压一升压转换器的电压限制到35伏特。附加的浪涌电阻器R5b和R5a被添加来分别针对电容器C2a和C2b两端的电压的突然改变保护齐纳二极管D3a和D3b。在电源系统600中，所述降压一升压转换器与图4的实施例相比具有不同的控制器602和围绕可控开关M1的不同拓扑。利用P-MOS晶体管实现的可控开关M1调制流经电感L1的电流。此外，可控开关M1被用来在待机模式下通过电感L1将齐纳二极管D3b短路。可控开关M1由控制器602控制。所述控制器具有两个输出节点，即SB和HF。在待机模式下，输出节点SB和HF的信号为高。高SB信号把被实现为N-MOS晶体管的可控开关M2切换到导通状态，并且相应地也把可控开关M1切换到导通状态。M1导通，这是因为M1的栅极连接到-5伏特，其比M1的源极电压低至少5伏特。如果M1的源极电压与M1的栅极之间的电压差高于4. 7伏特，并且如果M2处于导通状态，则齐纳二极管D4确保流经齐纳二极管D4的电流对电容器C2b进行放电，直到M1的源极电压比M1的栅极电压高4. 7伏特为止。在电源系统600的操作模式下，信号SB为低，并且信号HF在低与高之间交替。因此，在操作模式下，可控开关M2处于不导通状态。在操作模式下，为了把可控开关M1切换到不导通状态，M1的栅极处的电压必须等于或高于乂的源极的电压。最初，紧接在把M2切换到不导通状态之后，电阻器R6使得M1的源极与栅极之间的电压差更小，从而使得M1切换到不导通状态。在操作模式下，为了把可控开关M1切换到导通状态，M1的栅极处的电压必须低于M1的源极的电压。所述控制器只能够在其输出节点HF处递送处于-5到O伏特之间的电压，并因此无法从控制器602直接驱动M1的栅极，这是因为输出节点HF与可控开关M1的栅极之间的直接驱动导致永久性地闭合可控开关仏。为了驱动可控开关M1，添加具有电容器C3和齐纳二极管D4的电荷泵电路。所述电路是基于以下事实电容器C3两端的电压不能在短时间内改变。为了接通可控开关M1，使得控制器602的输出节点HF为低，从而使得M1的栅极处的电压低于源极电压。当使得控制器602的输出节点HF为高时,M1的栅极的电压增大到札的源极处的电压或者更高的水平。换句话说，电容器C3被用来补偿降压一升压转换器的输入电压(0到35伏特之间)与可由控制器602递送的电压(-5到0伏特之间)之间的电压差。应当提到的是，由电阻器R6和C3定义的时间常数必须大到足以防止作为流经R6的电流的结果(其减小M1的栅极与源极之间的电压差)过早地将M1切换到不导通状态。 在图6b中绘制出了作为时间的函数的SB和HF的信号。利用附图标记604表示的时间区间代表电源系统600的待机模式。利用附图标记606表不的时间区间代表操作模式。此外，所述图表还示出了作为时间的函数的电容器C2b两端的电压和流经电感L1的电 流。在待机模式下，信号SB和HF为高，因此可控开关M1和M2处于导通模式下。因此，电容器C2b通过电感L1被完全放电，从而导致C2b两端的电压基本上等于零。当电源系统600进入操作模式时，信号SB变为低。因此，可控开关M2断开，并且作为流经R6的电流的结果，可控开关M1也断开。因此，C2b两端的电压开始增大。随后当信号HF被减小到较低电压时，可控开关M1切换到导通状态，因此不断增大的电流开始流经L1，并且能量被存储在电感L1中。一旦信号HF变为高，可控开关M1就被切换到不导通状态，并且存储在所述电感中的能量通过03汲取电流。因此，存储在电感L1中的能量减少，从而流经电感L1的电流减小。在断开及闭合可控开关M1的头几个循环期间，电容器C2b两端的电压不会达到其最大水平。因此，流经电感L1的电流不会达到其最大值。但是从电容器C2b两端的电压达到稳定水平的时刻开始，作为齐纳二极管D3b的电压限制效应的结果，降压一升压转换器达到稳定操作，其中降压一升压转换器的输入电压被转换成输出电压。图7给出了根据本发明的第一方面的电源系统的另一个实施例。电源系统700类似于电源系统600，但是控制器702对可控开关M1的控制不同。控制器702只具有一个输出节点，其提供信号HF。取代电源系统600的可控开关M2，提供电阻器R6。流经R6的电流减小M1的栅极与-5伏特输出之间的电压差，从而使得可控开关M1的栅极电压低于其源极电压。如果输出信号HF在一段时间内是稳定的，则可控开关M1的栅极电压低于M1的源极电压，因此可控开关M1在一段时间之后进入导通状态。因此在待机模式下，信号HF在一段时间内是稳定的。在操作模式下，信号HF必须增大，从而使得M1的栅极处的电压也增大，并且使得可控开关M1进入不导通状态。随后，R6逐渐增大M1的栅极与其源极之间的电压差，因此M1可以在一定时间段(所述时间段取决于由R6和C3定义的时间常数)之后自动切换到导通状态，或者由于信号HF减小到较低数值从而使得M1的栅极处的电压在信号HF降低的时刻减小而切换到导通状态。图8不出了根据本发明的第二和/或第三方面的电子设备800。电子设备800具有用于接收市电电压的输入810。所述电子设备的一部分利用市电电压操作，其被称作市电电压电路808。市电电压电路808通过三端双向可控硅开关802与输入810连接及从输入810断开。市电电压也由根据本发明的第一方面的电源系统812接收。电源系统812在低电压815下向电子设备控制器818并且可选地向低电压电路824提供功率，所述低电压电路824例如向电子设备800的用户提供用户接口。电源系统812可以包括电源控制器814，或者可以由接收自设备控制器818的控制信号816控制。设备控制器818还连接到接通/关断设备820，其检测用户提供的是接通命令还是关断命令。用户命令可以通过按钮、遥控检测器或者用以接收用户输入的另一装置来接收。响应于检测到接通命令或者响应于检测到关断命令，利用三端双向可控硅开关控制信号804将三端双向可控硅开关802分别控制到导通或不导通状态，利用低功率电路控制信号822将低功率电路分别控制在接通或关断状态，并且可选地通过控制信号816将电源系统812控制成处于待机模式或操作模式。此夕卜，当电子设备800被接通时，控制器818通过高压电路控制信号806控制市电电压电路808的主要操作。应当提到的是，取代三端双向可控硅开关802，可以使用其他市电电压开关装置以替代三端双向可控硅开关802，所述装置的一个例子是继电器。在图9a中给出了根据本发明的第一方面的电源系统的另一个实施例。电源系统900类似于图7的电源系统700。微控制器908的功能和操作类似于图7的控制器702的功能和操作。微控制器908还可以被用来控制其中采用了电源系统900的设备的(主要)操 作。电源系统900包括集成电路(IC) 902，其中实施了电源系统700的一部分。齐纳二极管D3b和D3a没有被包括在IC 902中，这是因为齐纳二极管在IC上的可用性受到限制。取代齐纳二极管D3b，在IC 902上实施具有控制回路的旁路调节器904，所述控制回路包括电阻器Ri^PRltl。取代齐纳二极管R3a，在IC 902上实施另一个旁路调节器906，其具有包括电阻器R11和R12和另一个控制回路。在图9b中给出了包括控制回路的旁路调节器904的配置，该控制回路包括电阻器旁路调节器904包括PTAT电压源，其用于产生被提供到运算放大器(Opamp)U1的负输入的参考电压。电阻器R9和Rltl形成分压电路，其向opampU1的正输入提供经过划分的电压。opamp U1的输出通过电阻器R1被提供到并联晶体管Ql的基极，所述并联晶体管Ql被耦合在旁路调节器904的两个端子之间。如果所述经过划分的电压大于参考电压，则所述晶体管开始导通，从而导致所述旁路调节器的两个端子之间的较小电压差。所述分压电路与PTAT电压源所提供的电压相组合地决定所述电压被旁路调节器限制到的电压。在图10中给出了根据本发明的第一方面的电源系统的另一个实施例。电源系统1000类似于图9a的电源系统900，但是浪涌电阻器R5b被有源电流限制电路1004取代，所述有源电流限制电路1004被实施在IC 1002中并且被设置成与旁路调节器904串联。在图11中给出了根据本发明的第一方面的电源系统的另一个实施例。所示出的实施例类似于图9a的电源系统900，并且包括类似于图3的可控开关301的可控开关1108。IC 1102不包括如在图9a的电源系统900的情境中所讨论的具有控制回路的旁路调节器904。但是IC 1102包括可控开关1108和包括过电压保护(0VP)1106的控制回路以便控制电容器C2b两端的电压。此外，如在图10的情境中讨论的电流限制电路与可控开关1108串联设置。IC 1102包括OVP 1106，其把电容器C2b两端的电压与参考电压V,ef进行比较。在一个实际实施例中，OVP 1106是具有滞后的比较器。OVP 1106的输出被提供到所述可控开关，以便在电容器C2b两端的电压过高时闭合所述开关。如前所述，可以利用PTAT电压源的IC实现方式生成参考电压Vref。当可控开关1108是双向开关时，需要所谓的过零电路1110来控制何时可以将可控开关1108闭合一定时间段从而使得不再对电容器C2b充电。只有在输入AC电流为正时才可以闭合可控开关1108，这意味着AC输入电压正在增大。过零电路1110必须测量AC电流，并且包括相对复杂的微分器网络。取代双向可控开关1108和过零电路1110，可以使用N-MOS晶体管S2与二极管D5的串联设置1112。图12示出了电源系统1200的另一个实施例。电源系统1200类似于图11的电源系统1100。电源系统1200包括IC 1202，取代图11的二极管D4、电阻器R6和电容器C3的组合，IC 1202包括水平偏移电路1204，其把为微控制器908供电的电压域内的电压变换到可控开关S1操作在其中的电压域。水平偏移电路的IC实现方式在本领域内是众所周知的。虽然必须在IC 1202上使用数量相对较多的组件来实施水平偏移电路1204，但是与使用附加的外部电容器C3相比，这仍然可以相对高效地实现。在前面讨论的实施例中，微控制器908控制降压一升压转换器的可控开关SI何时闭合。为了施行这一功能，微控制器908必须具有定时器，所述定时器在相对便宜的微控制器中常常不可用。使用自振荡降压一升压转换器是针对在微控制器908中不需要定时器的一种解决方案。这在图13中示出。 电源系统1300包括类似于图12的IC 1202的集成电路1302。电源系统1300还包括与前面的实施例的微控制器908相当的微控制器1310，但是被提供到集成电路1302的微控制器908的使能信号EN只表明DC-DC转换器是否必须操作。在电源系统1300中，所述DC-DC转换器是由可控开关S1、二极管D3、电感器L1和降压一升压控制器1306形成的降压一升压转换器。在所述实施例中，降压一升压控制器1306是所谓的PWM SOPS控制器，SP脉冲宽度调制自振荡电源控制器。这样的控制器在本领域内是已知的。降压一升压控制器1306生成控制信号，其被用来控制可控开关S1的导通和不导通状态。所述控制信号被提供到水平偏移电路1304，以便生成驱动可控开关S1所需的正确电压水平。降压一升压控制器1306由中性供电电压N和负供电电压Vneg供电。降压一升压控制器1306还从微控制器1310接收使能信号EN，其表明降压一升压转换器是否必须操作。用以操作所述自振荡降压一升压转换器的基本上不同的解决方案是可能的。在图13中，降压一升压控制器1306连接到所谓的固定接通时间电路1308，并且具有与在可控开关Sp电感器L1和二极管D3之间共享的节点的连接。去到所述共享节点的连接被用来监测流经二极管D3的电流。固定接通时间电路1308和降压一升压控制器1306提供对于降压一升压转换器的所谓的固定接通时间控制。这意味着可控开关S1在固定时间段内被控制在导通状态下。在将可控开关S1控制在不导通状态之后并且当流经二极管D3的电流基本上等于零时，在所述固定时间段内将可控开关S1控制在导通状态下。对于降压一升压转换器的固定接通时间控制的一个优点在于，降压一升压转换器的操作频率基本上是恒定的。一个缺点在于，降压一升压转换器的最大功率取决于L1的数值的扩展。此外，如果Vptjs例如变得暂时低于可控开关1108和过电压保护1106尝试把Vptjs调节到的电压水平，则输入电流减小，并且降压一升压转换器的最大功率也减小。可以利用结合图14讨论的控制机制来防止这种情况。图14给出了电源系统1400的一个实施例。电阻器Rsmse被设置成与电感器L1串联，以便测量流经电感器L1的电流。由电阻器Rs6ns6与电感器L1共享的节点的电压被提供到与图13的IC 1302类似的IC 1402，但是IC 1402包括降压一升压控制器1406，其不是根据固定接通时间控制机制来控制可控开关S1的，而是根据测量存储在电感器L1中的能量的数量来控制可控开关Sp当可控开关S1被控制在导通状态下时，流经L1的电流增大，并且所述降压一升压控制器通过集成电路1402的输入端口 Rs感测所述电流的数值。当达到流经L1的最大电流Ip6ak (其由电阻器Rs6ns6的数值决定)时，可控开关S1被控制在不导通状态下，直到流经二极管D3的电流变为基本上等于零为止。当流经二极管D3的电流基本上等于零时，所述可控开关被控制在导通状态下。这种控制机制的一个优点在于，可以抵消电感器1^的数值的扩展。一个缺点在于，当最大电流Irreak变得过高时，所请求的功率多于通过正电源所能递送的功率，因此电压水平Vptjs会降低。图15给出了电源系统的另一个实施例。电源系统1500类似于图13的电源系统1300，并且例如对于降压一升压转换器控制包括借助于降压一升压控制器1306和固定接通时间电路1308的固定接通时间控制机制。在图15的IC 1502中，通过成比例地控制正电压水平Vptjs来控制负电压水平VMg。电容器C2b两端的电压不再被保持恒定，而是根据由负电压Vmg供电的负载的功率消耗来控制电容器C2b两端的电压。通过过电压保护(OVP)1504将所述负电压与参考电压V,ef进行比较。在一个实际实施例中，OVP 1504是具有滞后的比较器。如果负电压水平Vneg的绝对值过低，则可控开关1108被控制成允许电容器C2b两端的电压增大，并且如果负电压水平Vneg的绝对值过高，则可控开关1108被控制成允许电容器C2b两端的电压减小。所述控制的结果是为降压一升压转换器提供完全正确的功率 数量。这种类型的控制(即根据负电压水平V胃来控制正电压水平Vptjs)与对于降压一升压转换器的固定接通时间控制协作良好。此外，在一个实施例中，微控制器1310不具有使能输出信号EN，因此IC 1502不具有用以接收使能信号EN的输入引脚如果所消耗的功率数量较低，则可控开关1108被连续地闭合，并且正如前面的实施例(例如在图3的情境中)所讨论的那样，通过将电容器C2b两端的电压保持基本上等于零而将待机损失保持得较低，从而将降压一升压转换器调节在非操作状态下。应当提到的是，可控开关1108必须是双向开关。利用图15的电路来控制负电压水平Vn6g只有在流经所述可控开关的电流可IE可负时才施行良好。可控开关1108不可以由图11的串联设置1112取代。此外，可控开关SI被绘制成P-MOS晶体管。可控开关S1!可以被实施为PNP、NPN或N-MOS晶体管。但是有利的是在如系统1500之类的电源系统中使用P-MOS晶体管，这是因为所转换的功率的数量相对较低。在图16中提供了根据本发明的第一方面的电源系统的另一个实施例。电源系统1600包括与图13的IC 1302类似的集成电路(IC) 1602，但是二极管D3被可控开关S3取代，其在图16中被绘制成NMOS晶体管。降压一升压控制器1606控制可控开关S3以便利用可控开关S3获得同步整流器功能。在IC实现方式中可以很容易地用NMOS晶体管和用于NMONS晶体管的控制电路来取代二极管D3，但是在用单独的组件实施降压一升压转换器时则不行。在图17中给出了电源系统的另一个实施例。电源系统1700包括与图13的实施例的IC 1302类似的集成电路(IC) 1702。除了二极管D3之外，还使用二极管D4来向附加的功率轨Vaux提供功率。功率轨Vaux具有用以暂时存储能量的电容器C4，并且功率轨Vaux被用来例如向其中使用所述电源系统的设备的所有LED提供功率。具有附加功率轨Vaux的配置的一个优点在于，当尽管有安全措施可是功率轨Vaux仍然被短路时，电源系统1700仍然通过负电压轨Vneg向微控制器1310提供功率。因此，微控制器1310的操作不会被通过Vaux功率轨供电的电路中的问题所中断。
应当提到的是，前面提到的实施例说明而非限制本发明，在不背离所附权利要求书的范围的情况下，本领域技术人员将能够设计许多替换实施例。在权利要求书中，置于括号中的任何附图标记不应被解释为限制该权利要求。使用“包括”一词及其动词变化不排除在权利要求中所提到的之外的其他元件或步骤的存在。元件之前的“一”或“一个”不排除存在多个这样的元件。本发明可以通过包括几个不同元件的硬件来实施，并且可以通过适当编程的计算机来实施。在枚举几项装置的设备权利要求中，这些装置当中的几项可以由同一硬件项来具体实现。在互不相同的从属权利要求中 引述某些措施的事实并不意味着不能使用这些措施的组合来获益。
权利要求
1.一种电源系 ^(200,300,400,600,700,812,900,1000,1100,1200,1300,1400,1500，1600，1700)，其包括 一用以接收AC电压的第一输入(206)； 一用以向负载(216，RL)提供功率的输出(218)； -DC-DC转换器(204,404),其包括电容性耦合到第一输入(206)的第二输入(203)，并且被设置成向输出(218)提供功率； 一整流电路(212，D1)，其电容性耦合到第一输入(206)并且被设置在第一输入(206)与输出(218)之间，以便向输出(218)提供经过整流的输出电压；以及 一电压限制器(214，Dzener2, D3a)，其耦合到输出(218)以便将所述经过整流的输出电压限制到预定义电压。
2.根据权利要求I的电源系统(200，300，400，600，700，812)，其包括 一另一个整流电路(302，D2)，其电容性耦合到第一输入(206)以便向第二输入(203)提供另一个经过整流的电压；以及 一另一个电压限制器(304，Dzenerl, D3b)，其耦合到第二输入(203)并且被设置成把第二输入(203)的所述另一个经过整流的电压限制到另一个预定义电压。
3.根据权利要求2的电源系统(200，300，400，600，700，812)，其中，所述另一个预定义电压的绝对值大于所述预定义电压的绝对值。
4.根据权利要求2的电源系统(200，300，400，600，700，812)，其被配置成操作在待机模式下以便向负载(216，RL)提供待机功率或者操作在操作模式下以便向负载(216，RU提供操作功率，所述电源系统(200，300，400，600，700,812)包括与所述另一个电压限制器(304，Dzenerl, D3b)并联设置的短路可控开关(306)以便将所述另一个电压限制器(304，Dzenerl, D3b)短路，以及用于在待机模式下闭合所述短路可控开关(306)的控制器(406,602, 702,814),或者所述电源系统(200，300，400，600，700，812，900，1000，1100，1200，1300，1400，1500，1600，1700)包括设置在由电容性耦合(208，Ccap)和另一个整流电路(302，D2)共享的节点与所述电源系统(200，300，400，600，700，812，900，1000，1100，1200，1300，1400，1500，1600，1700)的具有中性电压(N)的节点之间的另一个短路可控开关(301)，并且包括用于在待机模式下闭合所述另一个短路可控开关(301)的控制器(406，602,702,814)。
5.根据权利要求2的电源系统(200，300，400，600，700，812)，其被配置成操作在待机模式下以便向负载(216，RL)提供待机功率或者操作在操作模式下以便向负载(216，RL)提供操作功率，其中所述DC-DC转换器(204，404)包括降压一升压转换器，所述降压一升压转换器包括用于调制流经电感(LI)的电流的可控开关(SI，M1)，其中所述电源系统(200，300,400,600,700,812)包括用于控制可控开关(SI，Ml)的控制器(406，602，702，814)，其中所述控制器(406，602，702，814)被设置成(i)在所述电源系统的待机模式下将可控开关(SI，Ml)控制成永久性地处于闭合状态，以便通过电感(LI)将所述另一个电压限制器(304，Dzenerl, D3b)短路;以及(ii)在所述电源系统(200，300，400，600，700，812)的操作模式下将可控开关(S1，M1)控制成在断开状态与闭合状态之间交替，以便控制电感(LI)的能量存储和释放。
6.根据权利要求I的电源系统(200，300，400，600，700，812)，其被配置成操作在待机模式下以便向负载(216，RL)提供待机功率或者操作在操作模式下以便向负载(216，RL)提供操作功率，并且包括用于控制断开可控开关(307)以便在待机模式下将所述DC-DC转换器的第二输入从去到所述输入的电容性耦合断开的控制器。
7.根据权利要求2的电源系统(200，300，400，600，700，812)，其中由第一输入(206)接收到的AC电压包括AC电压波的电压增大部分并且包括AC电压波的电压减小部分，其中所述整流电路(212，D1)被设置成仅仅对电压增大部分或电压减小部分当中的一个进行整流，并且所述另一个整流电路(302，D2)被设置成对电压增大部分或电压减小部分当中的另一个进行整流。
8.根据权利要求I或2的电源系统(200，300，400，600，700，812)，其中， 一当参照权利要求I时，所述电源系统(200，300，400，600，700，812)包括单个电容性耦合(208，Ccap)，所述单个电容性耦合(208，Ccap)包括至少一个电容器；或者 一当参照权利要求2时，所述电源系统(200，300，400，600，700，812)包括单个电容性耦合(208，Ccap)，其被耦合在第一输入(206)与所述整流电路(212，Dl)之间并且被耦合在第一输入(206)与所述另一个整流电路(302，D2)之间，其中所述单个电容性耦合(208，Ccap)包括用于提供电容性耦合的电容器；或者 一当参照权利要求2时，所述电源系统(200，300，400，600，700，812)包括耦合在第一输入(206)与所述整流电路(212，Dl)之间的第一电容性耦合(202)，并且包括耦合在第一输入(206)与所述另一个整流电路(302，D2)之间的第二电容性耦合(210)，其中第一电容性耦合(202)和第二电容性耦合(210)分别包括用于提供电容性耦合的电容器。
9.根据权利要求8 的电源系统(200，300，400，600，700，812，900，1000，1100，1200，1300，1400，1500，1600，1700)，其中，所述另一个电压限制器包括过电压保护(1106)和电压限制可控开关(1108)，过电压保护(1106)的第一输入耦合到所述第二输入，并且过电压保护(1106)的第二输入耦合到预定义参考电压，过电压保护(1106)的输出耦合到电压限制可控开关(1108)以便控制所述电压限制可控开关(1108)处于导通模式或不导通模式下，并且其中所述电压限制可控开关(1108)耦合到由所述电容性耦合(208，Ccap)与所述另一个整流电路(302，D2)共享的节点，并且耦合到所述电源系统(200，300，400,600,700,812,900，1000，1100，1200，1300，1400，1500，1600，1700)的中性电压(N)。
10.根据权利要求8 的电源系统(200，300，400，600，700，812，900，1000，1100，1200，1300，1400，1500，1600，1700)，其中， 一所述电压限制器(214，Dzener2, D3a)包括过电压保护(1504)以便检测所述经过整流的输出电压关于所述预定义电压过高和过低； 一所述另一个电压限制器(304，Dzenerl，D3b)包括电压限制可控开关(1108)，其耦合到由所述电容性耦合(208，Ccap )与所述另一个整流电路(302，D2 )共享的节点并且耦合到所述电源系统(200，300，400，600，700，812，900，1000，1100，1200，1300，1400，1500，1600，1700)的中性电压(N)，如果所述经过整流的输出电压的绝对值过高，则所述电压限制可控开关(1108)被过电压保护(1504)控制成处于导通状态，并且如果所述经过整流的输出电压的绝对值过低则处于不导通状态。
11.根据权利要求1、2、4或5的其中之一的电源系统(200，300，400，600，700，812，,900，1000，1100，1200，1300，1400，1500，1600，1700)，其中，所述电源系统(200，300，400，,600,700,812,900,1000，1100，1200，1300，1400，1500，1600，1700)包括集成电路(902，,1002，1102，1202，1302，1402，1502，1602，1702)，所述集成电路包括以下组中的至少其中之一山(-0(转换器(204，404)的至少一部分，电压限制器(214，Dzener2，D3a)，另一个电压限制器(304，Dzenerl, D3b)，短路可控开关(306)，用于控制短路可控开关(306)的控制器(406，602，702，814)，降压一升压转换器的至少一部分，降压一升压转换器的可控开关(M1，SI)，降压一升压转换器的二极管(D3)，降压一升压转换器的用于向另一条功率轨(Vaux)提供功率的另一个二极管(D4)，用于控制降压一升压转换器的可控开关(M1，SI)的控制器(702，1204，1306，1406)，用于限制流经电压限制器(214，Dzener2, D3a)的电流的电流限制电路(1004)。
12.根据权利要求11 的电源系统(200，300，400，600，700，812，900，1000，1100，1200，,1300，1400，1500，1600，1700)，其中， 一所述电压限制器(214，Dzener2, D3a)包括具有由两个电阻器(R9，R10)的串联设置形成的控制回路的旁路调节器(904，910);或者 一所述另一个电压限制器(304，Dzenerl，D3b)包括具有由两个电阻器(R11，R12)的另一个串联设置形成的控制回路的另一个旁路调节器(906);或者 一所述电压限制器(214，Dzener2, D3a)包括具有由两个电阻器(R9，R10)的串联设置形成的控制回路的旁路调节器(904，910)，并且所述另一个电压限制器(304，Dzenerl,D3b)包括具有由两个电阻器(R11，R12)的另一个串联设置形成的控制回路的另一个旁路调节器(906)。
13.一种电子设备(800)，其包括根据权利要求I的电源系统(200，300，400，600，700，812)。
14.一种电子设备(800),其包括 一用于控制所述电子设备(800)的操作的设备控制器(406，602，702，814)，以便将电子设备(800)控制在待机模式或操作模式下； 一根据权利要求7的电源系统(200，300，400，600，700，812)，其中所述电源系统(200，300，400，600，700，812)的控制器(406，602，702，814)与所述设备控制器(406，602，702，814)集成在一起。
15.一种用在根据权利要求7的电源系统(200，300，400，600，700,812)或者用在根据权利要求14的电子设备(800)中的控制器(406，602，702，814)。
全文摘要
本发明提供一种电源系统(200)，其包括第一输入(206)、输出(218)、DC-DC转换器(204)、整流电路(212)以及电压限制器(214)。AC电压由第一输入接收。通过所述输出向负载(216)提供功率。所述DC-DC转换器包括电容性耦合到第一输入的第二输入(203)，并且所述DC-DC转换器向输出提供功率。所述整流电路电容性耦合到第一输入，并且被设置在第一输入与输出之间。所述整流电路向输出提供经过整流的输出电压。所述电压限制器耦合到输出并且将所述经过整流的电压限制到预定义电压。
文档编号H02M7/217GK102971955SQ201180010213
公开日2013年3月13日 申请日期2011年2月14日 优先权日2010年2月18日
发明者W.埃特斯, R.范兰格维德, H.维恩斯特拉, F.A.C.M.斯库斯 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司