专利名称：升压变换器的控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及升压变换器的控制装置的技术领域，所述升压变换器的控制装置对用于驱动三相交流电机的电机驱动系统中的升压变换器进行控制。
背景技术：
在该技术领域中，提出了一种降低电压变动的装置(例如，参照专利文献I)。根据在专利文献I中公开的电压转换装置，在升压变换器的电抗器电流的绝对值较小时，通过降低升压变换器的载波频率，从而能够降低由空载时间的影响而导致的电压变动。在先技术文献专利文献 专利文献I :日本特开2004-112904号公报
发明内容
发明所要解决的课题作为被设置在用于对从直流电源供给的直流电压进行升压的升压变换器和电机等电力负载之间的电功率转换器的逆变器，通常包括电压平滑用的平滑电容器。该平滑电容器的电容越大，则越不易产生电压变动，从而越稳定，但另一方面，越会使成本和体积增大。因此，例如在车辆驱动用电机的驱动控制等、存在设置空间及成本等很多限制的状况下，倾向于期望实现平滑电容器的小电容化。另一方面，当将平滑电容器小电容化时，平滑电容器的端子电压上容易产生相当于电机电频率(大约O至数百Hz)的频带的电压变动。在欲从电气上保护平滑电容器、和构成变换器的开关元件等免受这种电压变动的影响时，需要使这些元件的耐电压增加，但耐电压的增加通常还伴随着成本和体积的增大。因此，在将平滑电容器小电容化时，需要对平滑电容器所产生的、相当于电机电频率的频带的电压变动进行充分抑制。此处，为了对平滑电容器的电压变动进行抑制，需要对直流电源的输入输出电流进行适当控制，但在专利文献I所公开的电压转换装置中，升压变换器的电压控制电路被构筑为，由比例要素(P)以及积分要素(I)构成的PI控制电路，从而无法对平滑电容器中产生的90度的相位滞后进行补偿。因此，无法实时地对平滑电容器的电压变动进行抑制。此处特别考虑到，将升压变换器的电压控制电路设定为，在上述的结构中增加了微分要素(D)的PID控制电路。由于微分要素具有90度的相位超前特性，因此通过由该PID控制电路所实现的PID控制，从而能够对相当于电机电频率的频带的电压变动进行适当抑制。但是，通常情况下，微分要素为越是高频带其控制项(D项)越大。平滑电容器的端子电压上产生的电压变动被大致分为至少两种，一种为前文叙述的相当于电机电频率的频带的电压变动，另一种为相当于逆变器的开关频率(数k至数十kHz)的频带的电压变动(开关波动)。因此，与相当于电机电频率的频带的电压变动相比，微分要素更大程度地追随于开关波动。开关波动的频带处于，超过了直流电源的输入输出电流的控制速度的区域，当微分要素欲以此方式追随于开关波动时，平滑电容器的端子电压反而容易变得不稳定。如此，在包括专利文献I中所公开的装置在内的、在现有的技术思想下构筑的装置中，从实践来看，存在难以将平滑电容器小电容化的技术上的问题点。此外，在专利文献I所公开的电压转换装置中，完全没有考虑随着相对于直流电源的电功率的输入输出而产生的电功率损失。因此，即使能够抑制平滑电容器上所产生的、相当于电机电频率的电压变动，也会产生如下的状况，即，通过电压变动抑制而得到的实践上的益处由于由电功率损失而导致的例如耗油率的恶化等而被抵消。在将平滑电容器小电容化时，还需要考虑与这种电功率损失之间的平衡。本发明为鉴于所涉及的技术上的问题点而实施的，其以提供一种如下的升压变换器的控制装置为课题，即，在于直流电源和电力负载之间具备升压变换器和电功率转换器的电机驱动系统中，所述升压变换器的控制装置能够在不伴随耐电压的增大的条件下将电功率转换器的平滑电容器小电容化，并且能够尽可能地抑制电功率损失。 用于解决课题的方法为了解决上述课题，本发明所涉及的升压变换器的控制装置为一种升压变换器的控制装置，其在电机驱动系统中对所述升压变换器进行控制，所述电机驱动系统具备直流电源；三相交流电机；电功率转换器，其被设置在所述直流电源和所述三相交流电机之间，且包括与所述三相交流电机的三相各自对应的开关电路、以及与该开关电路并联配置的平滑电容器；升压变换器，其被设置在所述电功率转换器和所述直流电源之间，且对所述直流电源的直流电压进行升压，并向所述电功率转换器供给，所述升压变换器的控制装置具有运算单元，其具备比例要素、积分要素以及微分要素，该微分要素被构成为带通滤波器，并且所述运算单元对相当于所述升压变换器的电流指令值的PID控制量进行运算，所述升压变换器的电流指令值用于，将所述升压变换器的输出电压维持为所述平滑电容器的端子间电压VH的指令值；控制单元，其根据运算出的所述PID控制量而对所述升压变换器的输出电压进行控制；判断单元，其判断是否相对于所述端子间电压VH的变动抑制而应该优先进行伴随于所述直流电源的电功率的输入输出的损失抑制；切换单元，在判断为应该优先进行所述损失抑制的情况下，所述切换单元将所述运算单元运算所述PID控制量时的运算模式从变动抑制模式向损失抑制模式切换，所述变动抑制模式为，将所述带通滤波器的截止频率维持为基准值的模式，所述损失抑制模式为，将所述截止频率相对于所述基准值而向减少侧进行补正的模式，在所述损失抑制模式中，所述三相交流电机的旋转速度越低，则越将所述截止频率向低频率侧进行补正(技术方案I)。本发明所涉及的升压变换器的控制装置是指，例如适当具备了存储器等的计算机装置、控制器或处理器等，且为能够根据情况而适当具备各种电气元件或者磁元件和电路等的装置。另外，该升压变换器的控制装置还可以为，其至少一部分与如下的控制装置所共有的装置，即，对构成本发明所涉及的电机驱动系统整体的其他要素(例如，电功率转换器和三相交流电机)进行综合控制的控制装置。根据本发明所涉及的升压变换器的控制装置，通过运算单元，而对相当于升压变换器的电流指令值的、作为控制量的PID控制量进行运算，其中，所述运算单元包括与比例项(P项)相对应的比例要素；与积分项(I项)相对应的积分要素；以及与微分项(D项)相对应的微分要素，所述升压变换器的电流指令值用于，使平滑电容器的端子间电压VH维持或收敛于指令值(以下，适当表示为“VH指令值”)。也就是说，升压变换器采用如下的结构，S卩，受到本发明所涉及的控制单元的控制，从而通过作为所谓的反馈控制中的一种的PID控制而被驱动的结构。另外，在完成该反馈时所使用的偏差优选为，根据三相交流电机的目标转矩以及目标旋转速度而确定的作为控制目标的VH指令值、与该时间点处的端子电压VH之间的偏差。另外，本发明所涉及的升压变换器的控制装置也可以优选具备如下的其他运算单元，所述其他运算单元根据作为PID控制量的电流指令值与该时间点处的升压变换器的控制装置的电流值之间的偏差，而将用于使升压变换器的电流值维持于电流指令值的控制量(例如，由P项以及I项构成的PI控制量)，作为为了用于与载波信号进行比较的占空比信号等来进行运算，所述PID控制量为，通过遵循该PID控制规则的控制量运算而求得的量。此处，微分要素优选作为如下的要素，S卩，具有90°的相位超前特性、并对由平滑电容器产生的90°的相位滞后进行补偿的要素。即，通过根据微分要素而得到的微分项， 从而能够使在反馈控制的过程中从直流电源引出的直流电流的相位、和三相交流电机的电功率的相位匹配，并能够良好地对升压变换器的输出电压(端子间电压VH)上产生的、相当于电机电频率的电压变动进行抑制。即，根据在升压变换器的控制中使用PID控制的技术思想，从而不再需要随着平滑电容器的小电容化而增大平滑电容器或电功率转换器的开关元件所要求的耐电压，进而能够在不伴随成本和体积的增大的条件下将平滑电容器小电容化。但是，由于微分器在高频率侧在一定程度上反应过于敏感，因此与电机电频率相比靠高频率侧(大约，位数存在一位至两位的差异)的频带中发生变动的电功率转换器的开关波动，将对控制量(D项)造成更大影响。其结果为，不仅使想要抑制的、相当于电机电频率的电压变动的抑制效果减弱，而且由于不停追随于电功率转换器的开关波动，因此反而会存在使平滑电容器的端子间电压VH发生变动的可能性。因此，在本发明所涉及的运算单元中，微分要素并不被构成为通常的微分器，而被构成为BPF (带通滤波器)。BPF为，使以截止频率fc为中心的一定范围的频带(能够通过设计而成为可变)的信号通过、或者根据适当设定的增益而对所述信号进行放大从而使其通过的单元。该BPF的采用是由于，本申请的申请人在对该技术领域反复进行研究的过程中，发现了如下述(I)至(3)所示的在实践上非常有用的事实。(I)BPF在与截止频率fc相比靠低频率侧的低频带的一部分中，具有与微分器几乎相同的90°的相位超前特性(具体而言，以90°为上限，越趋于低频率侧则相位越超前)。(2)在与截止频率fc相比靠高频率侧的高频带中，不仅丧失上述(I)的相位超前特性，而且通带信号电平也将发生衰减。(3)作为微分器的代替要素，如果使用BPF来作为微分要素，则根据截止频率的设计如何，从而能够仅对相当于电机电频率的电压变动进行有效抑制。这是根据上述(I)和
(2)以及如下内容而推导出的，所述内容为，对想要抑制的电压变动的频率特性进行规定的电机电频率所属的频带、和原本不想追随的电功率转换器的开关波动所属的频带之间如上述那样存在较大差异。
如此，根据本发明所涉及的升压变换器的控制装置，由于在运算单元中用于对微分项进行运算的微分要素为BPF，因此能够在对相当于电机电频率的电压变动进行抑制的同时，还能够抑制对电功率转换器的开关波动的过度的反应。其结果为，能够稳定地维持平滑电容器的端子电压VH，并且能够在不会伴随成本和体积的增大的条件下实现平滑电容器的小电容化。另外，虽然如上述所述，为了使BPF作为微分要素而有效地发挥功能，截止频率fc的设计或设定很重要，但是与微 分器比较而言，相对于微分器而能够在实践上使其功能显著优越的截止频率fc的设定频带为，不需要进行数值限定的程度上的广阔频带。但是，作为优选的一个方式，BPF的截止频率也可以被设定在如下述(I)至(3)所示的频带内。(I)电机电频率的物理上限值和电功率转换器的开关频率的物理下限值之间的频带(如上文所述，为较为广阔的频带)。(2)相对于应当抑制的所期望的电机电频率，而切实地确保充足的相位超前量(例如，“90° — α ”以上的相位超前量)的频带。(3)相对于应当抑制的所期望的电机电频率，而切实地确保充足的信号通过量(例如，“O — β ”dB以上的信号通过量)的频带。此处，从平滑电容器的小电容化的观点出发，在理想的情况下，优选为，平滑电容器的相当于电机电频率的电压变动以与其电平的大小无关的方式被抑制。然而，基于本发明所涉及的PID控制的电压变动抑制措施为，通过随着平滑电容器的小电容化而在直流电源中使电流脉动，从而对通过现有的平滑电容器的电容而吸收的电压变动进行补偿的措施，且为必然伴随有直流电源的电功率损失的措施。因此，当无限制地执行基于PID控制的电压变动抑制措施时，会存在如下可能性，即，为了对不超过平滑电容器或电功率转换器的开关元件等的耐电压(即，本来抑制的必要性较低)的程度上的、比较轻度的电压变动进行抑制而产生的直流电源的电功率损失变得显著化，例如导致车辆搭载时的耗油率的恶化等。因此，本发明所涉及的升压变换器的控制装置为了实现对伴随于直流电源的电功率的输入输出而产生的电功率损失的尽可能的抑制，而具备判断单元和切换单元。即，在本发明所涉及的升压变换器的控制装置中，采用了如下结构，即，判断单元判断是否应当相对于平滑电容器的端子间电压的变动抑制，而优先进行伴随于直流电源的电功率的输入输出的损失抑制，在判断为应该优先进行损失抑制的情况下，切换单元将运算单元中的PID控制量运算所涉及的运算模式从变动抑制模式向损失抑制模式切换。即，本发明所涉及的运算单元采用如下结构，即，作为涉及PID控制量的运算的运算模式，至少具有变动抑制模式和损失抑制模式这两种运算模式，所述变动抑制模式为，优先进行电压变动抑制的模式，所述损失抑制模式为，优先进行损失抑制的模式，通过将运算模式选择性地切换成与应当优先的事项相对应的一个运算模式，从而协调地实现电压变动的抑制和电功率损失的降低。此时，在损失抑制模式中，将运算单元中的带通滤波器的截止频率，与变动抑制模式相比向低频率侧进行补正。尤其是，三相交流电机的旋转速度越低，则越向低频率侧进行补正。判断单元所涉及的优先度的判断能够伴随有多种的实践方式。例如，判断单元也可以采用如下方式，即，预先以固定或者不固定的周期对平滑电容器的端子间电压VH进行持续监测，并将其变动程度(例如，最大值和最小值之间的差等)作为优先度判断的参照要素而进行利用。此时，变动程度和电功率损失之间的加权的基准既可以预先给提供，也可以根据其情况而个别具体地取得。或者，判断单元还可以根据电机驱动系统的各个构成要素的条件等，而依次完成这种优先度的判断，所述电机驱动系统的各个构成要素的条件为，预先在实验、经验或理论上确定了其与电压变动的程度成为一对一、一对多、多对一或多对多的对应关系的条件。另一方面，在处于应当优先进行直流电源的电功率损失抑制的情况下时，通过补正单元，使带通滤波器的截止频率根据三相交流电机的旋转速度，而与通常时相比二值化地、阶跃性地或者连续地被进行减少补正。当截止频率向低频率侧被补正时，能够得到接近90°的相位超前量的频带(即，带通滤波器作为微分要素而良好地发挥功能的频带)将减小，并且由于信号衰减较小的频带也会减小，因此升压变换器的输出电流波形的、对平滑电容器的相当于电机电频率的电压变动的追随性将下降。即，直流电源的电流脉动变缓慢，从而能够相对地降低与其对应的电功率损失。
在本发明所涉及的升压变换器的控制装置的一个方式中，所述升压变换器包括电抗器，其一端被连接在所述直流电源的正极上；第一开关元件，其被连接在所述电抗器的另一端和所述电功率转换器之间；第二开关元件，其被连接在所述电抗器的另一端和所述直流电源的负极之间；第一二极管以及第二极管，其各自以反并联的方式被连接于所述第一开关元件以及第二开关元件(技术方案2)。当升压变换器通过这种方式而被构成时，通过对第一开关元件以及第二开关元件的开关状态的控制，从而能够伴随比较良好的控制性而对与平滑电容器的端子电压VH等价的、升压变换器的输出电压进行控制。因此，能够理想地对平滑电容器的端子电压VH上所产生的、相当于电机电频率的电压变动进行抑制。另外，在这种升压变换器的结构中，升压变换器的电流指令值是指，流通于电抗器中的电抗电流的指令值(目标值)。在本发明所涉及的升压变换器的控制装置的另一种方式中，所述判断单元根据所述端子间电压VH的变动程度，来判断是否应该优先进行所述损失抑制(技术方案3)。根据这种方式，由于根据端子间电压VH的实际的变动程度来判断是否应该优先进行损失抑制，因此能够高精度地实施关于应该优先进行哪一方的判断。在本发明所涉及的升压变换器的控制装置的另一种方式中，所述判断单元根据所述三相交流电机的驱动条件，来判断是否应该优先进行所述损失抑制(技术方案4)。根据这种方式，由于根据三相交流电机的驱动条件(例如，转矩或旋转速度或者其双方)来判断是否应该优先进行所述损失抑制，因此判断单元能够比较简便地实施判断。另外，在该方式中，也可以采用如下方式，S卩，当所述三相交流电机的转矩值小于如下的基准值时，所述判断单元判断为应该优先进行所述损失抑制，其中，所述基准值根据所述三相交流电机的旋转速度的高低而分别向低高变化(技术方案5)。平滑电容器的相当于电机电频率的电压变动，虽然仅从其频率特性来看取决于电机电频率，但是变动幅度也被转矩值所影响。即，根据转矩和旋转速度的组合，能够实施涉及是否应该对电压变动进行抑制的判断。此处，对于相同的转矩值而言，作为总体的趋势，电机电频率较高的一方电压变动的程度较大，对于相同的旋转速度而言，作为总体的趋势，转矩值越高，则电压变动的程度越大。因此，通过这种方式，对于转矩值，只要设定如下的基准值便能够更加准确地实施是否应该优先进行电功率损失抑制的判断，其中，所述基准值根据电机的旋转速度的高低而二值化地、阶跃性地或者连续地向低高变化。通过接下来进行说明的实施方式来明确本发明的这种作用以及其他的益处。
图I为本发明的第一实施方式所涉及的电机驱动系统的系统结构图。图2为在图I的电机驱动系统中设置的控制装置中的、升压变换器的控制部的框图。图3为图2的升压变换器控制部中的电压控制运算部的框图。 图4为图2的升压变换器控制部中的电流控制运算部的框图。图5为在图I的电机驱动系统中设置的控制装置中的、逆变器控制部的框图。图6为涉及设置在图I的电机驱动系统中的控制装置的效果的、例示了电机电功率、端子间电压以及蓄电池电流的相位关系的图。图7为涉及在图I的电机驱动系统中设置的控制装置的效果的模式化的波德线图。图8为在图I的电机驱动系统中通过控制装置而执行的模式切换控制处理的流程图。图9为例示了图8的处理所涉及的截止频率fc的补正方式的图。图10为本发明的第二实施方式所涉及的模式切换控制处理的流程图。图11为图10的处理中的电机驱动条件判断用的图表的模式图。
具体实施例方式(发明的实施方式)以下，参照附图对本发明的各个优选实施方式进行说明。(第一实施方式)(实施方式的结构)首先，参照图1，对本实施方式所涉及的电机驱动系统10的结构进行说明。此处，图I为示意性地表示电机驱动系统10的结构的系统结构图。在图I中，电机驱动系统10具备控制装置100、升压变换器200、逆变器300、平滑电容器C、直流电源B以及三相交流电机Ml。控制装置100为，以能够对电机驱动系统10的动作进行控制的方式被构成的、作为本发明所涉及的“升压变换器的控制装置”的一个示例的电子控制单元。控制装置100可以采用单个或多个EQJ (Electronic Controlled Unit)等的各种处理单元、各种控制器或者微机装置等各种计算机系统等方式，所述计算机系统能够适当包括，例如一个或多个CPU(Central Processing Unit :中央处理器)、MPU (Micro Processing Unit :微处理器)、各种处理器或各种控制器、或者还包括ROM (Read Only Memory :只读存储器)、RAM (RandomAccess Memory :随机存取存储器)、缓冲存储器或闪速存储器等各种存储单元等。控制装置100具备在图I中未图示的升压变换器控制部110以及逆变器控制部120，各个控制部的结构将在后文进打叙述。另外，控制装置100被构成为，能够按照被存放在ROM中的控制程序而执行模式切换控制处理。关于模式切换控制处理将在后文进行叙述。升压变换器200为，具备了电抗器LI、开关元件Ql以及开关元件Q2、二极管Dl以及二极管D2的、本发明所涉及的“升压变换器”的一个示例。电抗器LI的一端与被连接在直流电源B的正极上的正极线(省略符号)相连接，另一端被连接在开关元件Ql和开关元件Q2的中间点、即开关元件Ql的发射端子和开关元件Q2的集电端子之间的连接点上。
开关元件Ql以及开关元件Q2被串联连接在上述正极线、和被连接在直流电源B的负极上的负极线(省略符号)之间，并且，开关元件Ql的集电端子与上述正极线相连接，开关元件Q2的发射端子与上述负极线相连接。开关元件Ql以及开关元件Q2分别为本发明所涉及的“第一开关元件”以及“第二开关元件”的一个示例。二极管Dl以及二极管D2为，在各个开关元件中仅容许流通从发射侧向集电侧的电流的整流元件。二极管Dl以及二极管D2分别为本发明所涉及的“第一二极管”以及“第二二极管”的一个示例。开关元件Ql以及开关元件Q2与后文叙述的逆变器300的各个开关元件(Q3至Q8)被构成为，例如IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor :绝缘栅双极性晶体管)或电功率用MOS (MetalOxide Semiconductor :金属氧化物半导体)晶体管等。逆变器300为本发明所涉及的“电功率转换器”的一个示例，其具备U相臂(省略符号)，其包括P侧开关元件Q3和η侧开关元件Q4 ；V相臂(省略符号)，其包括p侧开关元件Q5和η侧开关元件Q6 ；ff相臂(省略符号)，其包括P侧开关元件Q7和η侧开关元件Q8。逆变器300的各个相臂被并联连接在上述正极线和所述负极线之间。在开关元件Q3至开关元件Q8上，与开关元件Ql以及开关元件Q2同样地分别连接有使电流从发射侧向集电侧流动的整流用二极管D3至二极管D8。此外，逆变器300中的各个相臂的P侧开关元件和η侧开关元件之间的中间点分别被连接于三相交流电机Ml的各相线圈。平滑电容器C为，被连接在正极线和负极线之间的电压平滑用的电容器，且为本发明所涉及的“平滑电容器”的一个示例。该平滑电容器C的端子间电压、即正极线和负极线之间的电压为，本发明所涉及的“端子间电压VH”的一个示例。直流电源B为能够充电的蓄电装置，例如为镍氢电池或锂离子电池等的各种二次电池。另外，作为直流电源B，也可以代替该种二次电池或在该二次电池之外，而使用双电荷层电容器或大容量的电容器、飞轮等。三相交流电机Ml为，转子内埋设有永磁铁的三相交流电动发电机。三相交流电机Ml被机械性地连结于未图示的车辆的驱动轮上，且以能够产生用于对车辆进行驱动的转矩的方式而构成。在进行车辆的制动时，三相交流电机Ml也能够接受车辆的动能的输入从而实施电功率再生(发电)。当该车辆为所谓的混合动力车辆时，该三相交流电机Ml被机械性地连结于未图示的发动机上，从而既能够通过发动机的动力而实施电功率再生，也能够辅助发动机的动力。电机驱动系统10采用了如下的结构，S卩，设置有未图示的传感器组，从而适当地对直流电源B的电压Vb、在升压变换器200的电抗器LI中流动的电抗电流IL (S卩，与蓄电池B的输入输出电流、即蓄电池电流Ib等价)、平滑电容器C的端子间电压VH、逆变器300中的V相电流Iv及w相电流Iw以及作为三相交流电机Ml的转子的旋转角的电机旋转相位Θ进行检测。这些构成传感器组的各个传感器采用了如下的结构，S卩，分别与控制装置100相连接，检测出的值通过控制装置100而被实时掌握。在电机驱动系统10中，升压变换器200以及逆变器300采用如下结构，即，与控制装置100电连接，且其驱动状态通过控制装置100而被控制。此处尤其是，升压变换器200能够根据从控制装置100供给的信号PWC，而将正极线和负极线之间的电压、即端子间电压VH升压至直流电源B的输出电压以上。此时，如果端子间电压VH低于作为目标电压的VH指令值，则能够使开关元件Q2的导通功率相对增大，从而使从直流电源B侧向逆变器300侧流过正极线的电流增加，进而能够使端子间电压VH上升。另一方面，如果端子间电压VH高于VH指令值，则能够使开关元件Ql的导通功率相对增大，从而使从逆变器300侧向直流电源B侧流过正极线的电流增加，进而能够使端子间电压VH下降。
此处，参照图2，对在控制装置100中对升压变换器200进行控制的升压变换器控制部110的结构进行说明。此处，图2为升压变换器控制部110的框图。另外，在该图中，对与图I重复的部分标注相同的符号并适当省略其说明。另外，在参照图2以及在此之后的图3、图4以及图5而进行的说明中，在对实施方式的结构进行说明的同时，也对实施方式的动作进行说明。在图2中，升压变换器控制部110具备逆变器输入运算部111、加减运算器112、电压控制运算部113、载波生成部114、比较器115、S/Η (取样保持)电路116、加减运算器117以及电流控制运算部118。升压变换器控制部110在狭义上为本发明所涉及的“升压变换器控制部”的一个示例。逆变器输入运算部111为生成VH指令值VHtg的电路，所述VH指令值VHtg表示升压变换器200的输出电压、即端子间电压VH的目标值。例如，逆变器输入运算部111根据三相交流电机Ml的输出值来生成VH指令值VHtg，所述三相交流电机Ml的输出值根据三相交流电机Ml的转矩指令值TR以及电机旋转速度MRN而进行计算。加减运算部112从VH指令值VHtg中减去端子间电压VH的检测值，并将减法运算结果(VH偏差)向电压控制运算部113输出。当从加减运算部112收到作为从VH指令值VHtg中减去端子间电压VH的检测值而得到的减算结果的VH偏差时，电压控制运算部113根据该VH偏差来运算用于使端子间电压VH与VH指令值VHtg —致的电流指令值TR。电压控制运算部113将所计算出的电流指令值IR发送至加减运算器117。另外，关于电压控制运算部113的结构以及动作，将在后文进行叙述。载波生成部114为生成载波Car的电路，所述载波Car为，具有载波频率fear的三角波。所述载波生成部114采用了将所生成的载波Car发送至比较器115以及S/Η电路116的结构。S/Η电路116在从载波生成部114接受到的载波Car的波形的波峰以及波谷的时亥IJ，对各自的电抗电流IL进行取样保持。加减运算器117从由电压控制运算部113发送的电流指令值IR中，减去通过S/H电路116而被取样并保持的电抗电流IL的检测值。作为减法运算结果的电流偏差被发送至电流控制运算部118。在电流控制运算部118中，根据从加减运算器117发送的电流偏差，来运算用于使电抗电流IL与电流指令值IR —致的控制量。电流控制运算部118将计算出的控制量作为占空比指令值d而向比较器115输出。另外，关于电流控制运算部118的结构以及动作，将在后文进行叙述。比较器15采用如下结构，即，对该占空比指令值d和载波信号的大小关系进行比较，并生成逻辑状态根据该大小关系而发生变化的、前文所述的信号PWC。并采用了如下的结构，即，所生成的该信号PWC被输出至升压变换器200的开关元件Ql以及开关元件Q2，从而使各个开关元件被驱动。接下来，参照图3，对在图2中例示的升压变换器控制部中的电压控制运算部113的详细结构进行说明。此处，图3为电压控制运算部113的框图。另外，在该图中，对与图 2重复的部分标注相同的符号并适当省略其说明。在图3中，电压控制运算部113为作为本发明所涉及的“运算单元”的一个示例的处理器，其具备由放大器113A构成的比例要素、由放大器113B和积分器113C构成的积分要素、由放大器113D和BPF113E构成的微分要素以及加法运算器113F。电压控制运算部113采用了如下的结构，S卩，通过上述各个要素而分别对比例项(P项)、积分项(I项)以及微分项(D项)进行运算，并通过加法运算器113F而对运算出的各个控制项进行加法运算，从而最终运算出前文所述的、相当于电流指令值IR的PID控制量。放大器113A为，PID控制量中的P项的运算所涉及的放大器，所述放大器113A采用了如下的结构，即，根据预定的比例增益kpv而对从加减运算器112发送的前文所述的VH偏差进行放大，并向加法运算器113F发送。放大器113B为，PID控制量中的I项的运算所涉及的放大器，所述放大器113B采用了如下的结构，即，根据预定的积分增益kiv而对从加减运算器112发送的前文所述的VH偏差进行放大，并向积分器113C发送。在积分器113C中，对从放大器113B发送的、乘以了积分增益kiv的VH偏差进行积分处理，之后，发送至加法运算器113F。放大器113C为，PID控制量中的D项的运算所涉及的放大器，所述放大器113C采用了如下的结构，即，根据预定的微分增益kdv而对从加减运算器112发送的前文所述的VH偏差进行放大，并向BPFl13E发送。在BPFl13E中，从放大器113C发送的、乘以了微分增益kdv的VH偏差根据其带通特性而通过后，被发送至加法运算器113F。在加法运算器113F中，分别从放大器113A、积分器113C以及BPF113E供给的P项、I项以及D项的各个PID控制量被进行加法运算处理，并作为电压控制运算部113的输出值、即电流指令值IR而被输出至加减运算器117。电压控制运算部113采用了如以上所述的结构。接下来，参照图4，对在图2中例示的升压变换器控制部中的电流控制运算部118的详细结构进行说明。此处，图4为电流控制运算部118的框图。另外，在该图中，对与图2重复的部分标注相同的符号并适当省略其说明。在图4中，电流控制运算部118为如下的处理器，S卩，具备由放大器118A构成的比例要素、由放大器118B和积分器118C构成的积分要素以及加法运算器118D。电流控制运算部118采用了如下的结构，即，通过上述各个要素而分别对比例项(P项)以及积分项(I项)进行运算，并通过加法运算器118D而对运算出的各个控制项进行加法运算，从而最终运算出前文所述的相当于占空比d的PI控制量。放大器118A为，PI控制量中的P项的运算所涉及的放大器，所述放大器118A采用了如下的结构，即，根据预定的比例增益kpi而对从加减运算器117发送的前文所述的电流偏差进行放大，并向加法运算器118D发送。放大器118B为，PI控制量中的I项的运算所涉及的放大器，所述放大器118B采用了如下的结构，即，根据预定的积分增益kii而对从加减运算器117发送的前文所述的电流偏差进行放大，并向积分器118C发送。在积分器118C中，将从放大器118B发送的、乘以了积分增益kii的电流偏差进行积分处理，之后，发送至加法运算器118D。电流控制运算部118采用了如以上所述的结构。
接下来，参照图5，对逆变器控制部120的结构进行说明。此处，图5为逆变器控制部120的框图。另外，在该图中，对与以上的各个附图重复的部分标注相同的符号并适当省略其说明。在图5中，逆变器控制部120由电流指令转换部121、电流控制部122、两相/三相转换部123、三相/两相转换部124、载波生成部114 (与升压变换器控制部110共用)以及PWM转换部125构成。电流指令转换部121根据三相交流电机Ml的转矩指令值TR，来生成两相的电流指令值(Idtg、Iqtg)。另一方面,作为反馈信息,V相电流Iv和w相电流Iw从逆变器300被供给至三相/两相转换部124。在三相/两相转换部124中，将三相电流值从这些V相电流Iv和w相电流Iw转换成由d轴电流Id和q轴电流Iq形成的两相电流值。转换后的两相电流值被发送至电流控制部122。在电流控制部122中，根据在电流指令转换部121中生成的两相的电流指令值、和从该三相/两相转换部124收到的两相电流值Id以及Iq的差分，来生成由d轴电压Vd和q轴电压形成的两相的电压指令值。生成的两相的电压指令值Vd以及Vqh被发送至两相/三相转换部123。在两相/三相转换部123中，两相的电压指令值Vd以及Vq被转换成三相电压指令值Vu、Vv和Vw。转换成的三相电压指令值Vu、Vv和Vw被发送至PWM转换部125。此处，PWM转换部125采用了从载波生成部114接受具有载波频率fear的载波Car的结构，并且对该载波Car与转换成的三相的电压指令值Vu、Vv和Vw之间的大小关系进行比较，从而生成逻辑状态根据该比较结果而发生变化的、u层开关信号Gup和Gun、v相开关信号Gvp和Gvn、以及w相开关信号Gwp和Gwn,并向逆变器300供给。进一步具体而言，在与各个相相对应的开关信号中，标注了 “P”标识符的信号为，用于对各个相的开关元件中的P侧开关元件(Q3、Q5以及Q7)进行驱动的驱动信号，标注了“η”标识符的信号是指，用于对各个相的开关元件中的η侧开关元件(Q4、Q6以及Q8)进行驱动的驱动信号。此处，尤其是在载波Car与各个相电压指令值的比较中，当各个相电压指令值从小于载波Car的值起与载波Car —致时，生成用于使p侧开关元件置于导通的开关信号。此外，当各个相电压指令值从大于载波Car的值起与载波一致时，生成用于使η侧开关元件置于导通的开关信号。即，开关信号为导通断开表里一体的信号，各个相的开关元件成为，P侧和η侧中的某一方为导通状态，而另一方为断开状态。逆变器300采用了如下的结构，即，当其变化为或被维持为由各个相开关信号所规定的各个开关元件的驱动状态时，根据与该变化或被维持的驱动状态相对应的电路状态，而驱动三相交流电机Ml。另外，这种逆变器300的控制方式为所谓的PWM控制的一个方式。(电压控制运算部113中的PID控制的效果)接下来，参照图6，对作为本实施方式的效果的、PID控制的效果进行说明。此处，图6为，对作为三相交流电机Ml的输出电功率的电机电功率Pm、作为平滑电容器C的端子间电压的端子间电压VH、以及作为蓄电池B的输出电流的蓄电池电流Ib的相位关系进行说明的图。
在图6中，端子间电压VH和蓄电池电流Ib的相位特性所涉及的虚线表示电压控制运算部113未执行PID控制而执行PI控制时的特性。从图6可以明确看出，在电机电功率Pm为图示白点PI的情况下，在PI控制中，在其影响出现在端子间电压VH上之前，将受到平滑电容器C的90°的相位滞后的影响。因此，对白点Pl的影响以其成为图示白点P2的方式出现在端子间电压VH上。对端子间电压VH进行反馈而确定的蓄电池电流Ib也被平滑电容器C的相位滞后所影响，从而如虚线上的图示白点P3所示，以与端子间电压VH反相的关系而推移。其结果为，蓄电池电流Ib的波形变得与电机电功率Pm的实际波形不匹配，从而无法对相当于电机电频率fmt的、端子间电压VH的变动进行抑制。必然地，平滑电容器C以及逆变器300的各个开关元件的耐电压至少额外需要与该端子间电压VH的变动幅度相对应的量，从而无法避免成本以及体积的增大。相对于此，当执行PID控制来代替PI控制时，通过微分要素的相位超前特性，能够使蓄电池电流Ib的相位与电机电功率Pm的相位在时间轴上匹配。该情况以实线表示。例如，相对于上述的图示白点Pl的电功率点，蓄电池电流Ib采用图示黑点p4的值。其结果为，如图示实线所示，端子间电压VH的波形在理想的情况下将成为不存在相当于电机电频率的电压变动的波形。另外，电机电频率fmt为，每I秒的电机旋转速度的倒数乘以三相交流电机Ml的磁极对数而得到的值，例如，在采用具有4个磁极对的三相交流电机的情况下，3000rpm(即，每秒旋转50次)时的电机电频率成为，50X4=200 (Hz)0(电压控制运算部113中的BPF的效果)接下来，参照图7，对作为本实施方式的效果的、BPF113E的效果进行说明。此处，图7为示意性地表示BPF113E的特性的模式化的波德线图。在图7中，上层图示了电压控制运算部113中的微分要素的通带信号电平的频率特性，下层图示了相同相位的频率特性。图示粗虚线为，采用了一般的微分器作为微分要素时的特性，其为用于供与本实施方式进行比较的比较例。当使用微分器作为微分要素时，通带信号的相位不依存于输入信号的频率而超前90°。因此，对于相位而言，微分器作为微分要素是有用的。但是，如上层所示，微分器的通带信号电平在波德线图上相对于输入信号的频率而线性地增加。因此，PID控制中的D项在端子间电压VH内含有与电机电频率相比更高频率的信号的情况下，将受到其高频率侧的信号的较大影响。此处，从前文所述的载波生成部114供给的载波Car的载波频率fear高于电机电频率fmt,构成逆变器300的各个开关元件的开关频率属于大致数k至数十KHz的高频率区域。因此，当使用微分器作为微分要素时，由于与相当于电机电频率的电压变动相比，微分器更趋向于追随相当于逆变器300的开关频率的电压变动，因此不仅无法有效地对相当于电机电频率的电压变动进行抑制，反而很可能使平滑电容器C的端子间电压VH变得不稳定。相对于此，以图示粗实线表示的曲线为，使用BPF113E作为微分要素时的频率特性。当使用BPF113E时，在与图示点划线所表示的截止频率fc相比靠低频率侧，通带 信号电平与使用微分器时的情况几乎一致，在与截止频率fc相比靠高频率侧，通带信号电平由于BPF的带通作用而进行衰减。另一方面，当观察通带信号的相位时，其也在与截止频率fc相比靠低频率侧，被观察到与使用微分器时的情况基本一致的相位超前特性，尤其越趋于低频率侧，则相位超前量越逐渐接近于90°。即，在与截止频率fc相比靠低频率侧的频带中，BPF113E具有与微分器基本相同的功能。除此之外，通过在与截止频率fc相比靠高频率侧的衰减作用，从而与微分器不同，对于相当于逆变器300的开关频率的电压变动，微分要素不发生作用。因此，能够选择性地、并且切实地对相当于电机电频率的电压变动进is抑制。另外，在截止频率fc中通带信号的相位超前量成为零，在截止频率fc的高频率侦U，通带信号滞后于输入信号。但是，如果将电机电频率fmt的能够使用的频带设为图示频带FBmtr (参照影线区域)，并将逆变器300的开关频率的能够使用的频带设为图示频带FBinv (参照影线区域)，则两者之间存在较大的距离，只要正确地设定截止频率fc，则相位超前量减少的区域以及紧随其后的相位滞后的产生区域便不会与频带FBmtr产生较大重复。此外，如果以该频带间的差为依据，则设定这种正确的截止频率fc至少不会困难。尤其是，在本实施方式中，BPFl 13E的截止频率fc在波德线图中，位于上述两频带的中间(与电机电频率fmt实际能够使用的范围的上限值相比靠高频率侧、且与逆变器300的开关频率实际能够使用的范围的下限值(明确地说，即载波频率fear)相比靠低频率侧，在频带FBmtr中，能够大体良好地对平滑电容器C的、相当于电机电频率的电压变动进行抑制。当然，在截止频率fc的设定方式中，存在较大的容许宽度，例如，既可以被设定在与图示的截止频率fc相比靠高频率侧，以便在相当于电机电频率的图示频带FBmtr中,确保(90-α ) ° (α为任意值，例如10°左右)的相位超前量，也可以相反地被设定在与图示的截止频率fc相比靠低频率侧，以便在相当于逆变器300的开关频率的图示频带FBinv中，使得信号切实地进行衰减(例如，确保-IOdB的衰减量)。(模式切换控制处理的详细说明)此处，参照图8，对通过E⑶100而执行的模式切换控制处理进行说明。此处，图8为模式切换控制处理的流程图。在图8中，控制装置100取得VH变动指标值VHidx (步骤SlOl)，此处，本实施方式中的VH变动指标值VHidx被规定为，在过去固定时间内的、平滑电容器C的端子间电压VH的最大值和最小值之间的差分的平均值。另外，VH变动指标值VHidx为，本发明所涉及的“端子间电压VH的变动程度”的一个示例。将VH变动指标值VHidx设为，控制装置100根据各个传感器的输出值而周期性地进行运算的值。控制装置100对VH变动指标值VHidx是否小于基准值VHidxlim进行判断(步骤S102)。基准值VHidxlim根据平滑电容器C上预先在设计阶段被赋予的耐电压而决定。进一步具体而言，是对不需要采取由上述的BPF113E实施的相当于电机电频率的电压变动抑制措施的区域的上限进行规定的值。当VH变动指标值VHidx在基准值VHidxlim以上时(步骤S102 :否)，控制装置100设定为，需要采取通过BPF113E的作用而实施的积极的电压变动抑制措施，并选择变动抑制模式(步骤S104)。变动抑制模式是指，将BPF113E的截止频率fc维持为基准值fcbase(不一定为固定值)，并按照该基准值fcbase而对PID控制量进行运算的运算模式。
另一方面，当VH变动指标值VHidx小于基准值VHidxlim时(步骤S102 :是)，控制装置100设定为不需要采取通过BPF113E的作用而实施的积极的电压变动抑制措施，并选择损失抑制模式(步骤S103)。损失抑制模式是指，将BPF113E的截止频率fc减少补正至与基准值fcbase相比靠低频率侧的频率fccor,并按照该减少补正了的截止频率fccor而对PID控制量进行运算的运算模式。当选择了某一种运算模式时，处理返回到步骤S101。模式切换控制处理以上述方式执行。此处，参照图9，对电功率损失抑制中的截止频率fc的补正值fccor进行说明。此处，图9为例示了截止频率fc的补正方式的图。在图9中，图9 (a)为表示BPFl 13E的截止频率fc相对于电机旋转速度Nm而被进行线性的减少补正的补正方式的图。即，根据该补正方式，如图示实线所示，截止频率fc的补正值fccor以向电机电频率fmt补偿的方式,相对于电机旋转速度Nm进行线性变化。当能够以此方式进行线性的补正时，从确保相位超前特性的观点出发，优选为，截止频率的补正值fccor为电机电频率fmt的二至四倍左右的值，所述相位超前特性为，能够最小限度地保证BPF113的电压变动抑制效果的特性。另一方面，图9 (b)为表不如下补正方式的图，即，将电机旋转速度Nm分割成多个区域(此处，为低旋转区域、中旋转区域和高旋转区域这三个区域)，对于各个旋转区域，将与基准值fcbase相比靠低频率侧的截止频率作为fccor而进行分配。即，根据该补正方式，如图示实线所示，截止频率fc的补正值fccor成为,相对于电机旋转速度Nm的高低而分别向高低变化的阶梯状的值。因此，与图9 (a)的补正方式相比，与无需使截止频率fc发生线性的变化的情况相对应而只需较轻的负载即可。无论按照哪一种补正方式，均会将BPFl 13E的截止频率fc相对于基准值fcbase(参照粗虚线)而向减少侧进行补正。其结果为，抑制了对于相当于电机电频率的电压变动的过度的反应，且与截止频率fc为基准值fcbase的情况相比，通过从直流电源B引出电流而产生的电流脉动变得缓慢。因此，能够使电流在脉动过程中经常产生的损失被缓和，从而有效地利用直流电源B的蓄积电功率。这种有效利用在电机驱动系统10被搭载在车辆10上的情况下，将产生抑制车辆的耗油率恶化的效果，在实践上非常有益。(第二实施方式)接下来，参照图10，对本发明的第二实施方式所涉及的模式切换控制处理进行说明。此处，图10为，第二实施方式所涉及的模式切换控制处理的流程图。另外，在该图中，对与图8重复的部分标注相同的符号并省略其说明。另外，第二实施方式所涉及的系统结构为，与第一实施方式所涉及的电机驱动系统10相同的结构。在图10中，控制装置100取得三相交流电机Ml的驱动条件(步骤S201 )。另外，此处的驱动条件是指，电机转矩Tm和电机旋转速度Nm。当取得三相交流电机Ml的驱动条件时，控制装置100对电机驱动条件是否在预定范围内进行判断(步骤S202)。当电机驱动条件在预定范围以外时(步骤S202 :否)，处理将进入步骤S104，并执行前文所述的 电压变动降低模式。另一方面，当电机驱动条件在预定范围以内时(步骤S202 :是)，处理将进入步骤S103，并执行前文所述的电功率损失抑制模式。第二实施方式所涉及的模式切换控制处理以如上所述的方式执行。此处，参照图11对步骤S202中的电机驱动条件和预定范围之间的关系进行说明。此处，图11为电机驱动条件判断用的图表的模式图。在图11中，纵轴和横轴分别表示电机转矩Tm和电机旋转速度Nm。S卩，图11为三相交流电机Ml的一种动作点图表。此处，图示实线为三相交流电机Ml的动作界限线，其图示了在高旋转区域中电机转矩Tm的上限值下降的情况。在图11中，图示影线区域表示如下的区域，即，即使不采取通过BPF113E而实施的积极的电压变动抑制措施，相当于电机电频率的电压变动也充分收敛于平滑电容器C的耐电压(通过BPF113E的功能而在小电容化时不采取显著的增大措施的耐电压)的范围内的区域。这种的区域随着电机旋转速度Nm向低旋转侧移动而向高转矩侧扩大分布，该领域预先通过实验、经验或理论而决定。图10的模式切换控制处理的步骤S202中的“预定范围”是指该影线区域，在图11中例示的范围以数值化的状态被预先存储于ROM内。如此，根据第二实施方式，能够根据三相交流电机Ml的驱动条件，来比较简单地判断是否能够选择电功率损失抑制模式。此外，尤其是，通过考虑到存在越趋于低旋转侧则电机转矩Tm的基准值(影线区域的上限值)越增加的趋势这一点，从而能够在尽可能广阔的范围内，选择电功率损失抑制模式。因此，能够在尽可能地抑制电功率损失的同时，抑制相当于电机电频率的电压变动。本发明并不限定于上述实施方式，在不违反从权利要求和说明书整体中了解到的发明的主旨或思想的范围内可以适当改变，伴随有这种改变的升压变换器的控制装置也包含在本发明的技术范围内。产业上的可利用性本发明能够适用于交流电机的驱动控制中的升压变换器的控制。符号说明10…电机驱动系统；100…控制装置；110…升压变换器控制部；113…电压控制运算部；113E-BPF (带通滤波器);120···逆变器控制部；200…升压变换器；300…逆变器；0··平滑电容器；B…直流电源；M1···三相交流电机。
权利要求
1.一种升压变换器的控制装置，其在电机驱动系统中对所述升压变换器进行控制，所述电机驱动系统具备 直流电源； 三相交流电机； 电功率转换器，其被设置在所述直流电源和所述三相交流电机之间，且包括与所述三相交流电机的三相各自对应的开关电路、以及与该开关电路并联配置的平滑电容器； 升压变换器，其被设置在所述电功率转换器和所述直流电源之间，且对所述直流电源的直流电压进行升压，并向所述电功率转换器供给， 所述升压变换器的控制装置的特征在于，具有运算单元，其具备比例要素、积分要素以及微分要素，该微分要素被构成为带通滤波器，并且所述运算单元对相当于所述升压变换器的电流指令值的PID控制量进行运算，所述升压变换器的电流指令值用于，将所述升压变换器的输出电压维持为所述平滑电容器的端子间电压VH的指令值； 控制单元，其根据运算出的所述PID控制量而对所述升压变换器的输出电压进行控制； 判断单元，其判断是否相对于所述端子间电压VH的变动抑制而应该优先进行伴随于所述直流电源的电功率的输入输出的损失抑制； 切换单元，在判断为应该优先进行所述损失抑制的情况下，所述切换单元将所述运算单元运算所述PID控制量时的运算模式从变动抑制模式向损失抑制模式切换，所述变动抑制模式为，将所述带通滤波器的截止频率维持为基准值的模式，所述损失抑制模式为，将所述截止频率相对于所述基准值而向减少侧进行补正的模式， 在所述损失抑制模式中，所述三相交流电机的旋转速度越低，则越将所述截止频率向低频率侧进行补正。
2.如权利要求I所述的升压变换器的控制装置，其特征在于， 所述升压变换器包括 电抗器，其一端被连接在所述直流电源的正极上； 第一开关元件，其被连接在所述电抗器的另一端和所述电功率转换器之间； 第二开关元件，其被连接在所述电抗器的另一端和所述直流电源的负极之间； 第一二极管以及第二二极管，其各自以反并联的方式被连接于所述第一开关元件以及第二开关元件。
3.如权利要求I所述的升压变换器的控制装置，其特征在于， 所述判断单元根据所述端子间电压VH的变动程度，来判断是否应该优先进行所述损失抑制。
4.如权利要求I所述的升压变换器的控制装置，其特征在于， 所述判断单元根据所述三相交流电机的驱动条件，来判断是否应该优先进行所述损失抑制。
5.如权利要求4所述的升压变换器的控制装置，其特征在于， 当所述三相交流电机的转矩值小于如下的基准值时，所述判断单元判断为应该优先进行所述损失抑制，其中，所述基准值根据所述三相交流电机的旋转速度的高低而分别向低高变化 。
全文摘要
一种升压变换器的控制装置，其在直流电源和电力负载之间具备升压变换器的系统中，在不伴随耐电压的增大的条件下使电功率转换器的平滑电容器小电容化的同时，抑制电功率损失。所述控制装置具备运算单元，其具备比例要素、积分要素以及微分要素，且该微分要素被构成为带通滤波器，并且所述运算单元对相当于升压变换器的电流指令值的PID控制量进行运算；控制单元，其根据运算出的PID控制量而对升压变换器的输出电压进行控制；判断单元，其判断是否应该优先进行直流电源的损失抑制；切换单元，在判断为应该优先进行损失抑制的情况下，所述切换单元将运算单元的运算模式从变动抑制模式向损失抑制模式切换，在损失抑制模式中，所述三相交流电机的旋转速度越低，则越将带通滤波器的截止频率向低频率侧进行补正。
文档编号H02M3/155GK102859853SQ201180018929
公开日2013年1月2日 申请日期2011年4月19日 优先权日2011年4月19日
发明者高松直义, 冈村贤树 申请人:丰田自动车株式会社