直流电压变换器、逆变器和能量产生设备的制作方法
【专利摘要】本实用新型涉及一种直流电压变换器、一种逆变器和一种能量产生设备，目的在于通过其可以在有效的功率传输的同时以简单的方式改变电压变比。该直流电压变换器包括：具有电桥开关的两个电桥装置；以及串联谐振电路，其中所述第一和第二电桥装置通过所述串联谐振电路相互耦合，其中，设有控制电路，所述控制电路设置为用于使可切换的所述至少一个电桥装置在所述电桥开关的周期性开关的半周期内在至少一个时间间隔中作为全桥并且在至少一个另外的时间间隔中作为半桥被驱动。所述逆变器和能量产生设备具有这样的直流电压变换器。有益效果在于：也可以在即使在部分负载范围中依然有效工作的具有串联谐振电路的DC/DC变换器中改变电压变比。
【专利说明】直流电压变换器、逆变器和能量产生设备
【技术领域】
[0001]本实用新型涉及一种用于驱动直流电压变换器的方法，所述直流电压变换器包括:具有电桥开关的两个电桥装置，其中至少一个电桥装置构成为可切换的电桥装置，所述两个电桥装置能够选择性地作为全桥或者作为半桥被驱动；以及串联谐振电路，其具有至少一个谐振电感器和至少一个谐振电容器，其中所述两个电桥装置通过所述串联谐振电路相互耦合。本实用新型还涉及一种适于实施所述方法的直流电压变换器以及一种逆变器和一种能量产生设备。
【背景技术】
[0002]直流电压变换器(在下文中也称为DC/DC变换器)例如作为逆变器的输入级例如使用在光伏设备或组合式燃料电池加热系统中或用于本地的供电网的电池供电的紧急电源设备。对于DC/DC变换器，原则上已知各种拓扑和驱动方法。为了例如在前述的应用情况中传输更大的功率，谐振DC/DC变换器是特别适合的，这是因为借助于该谐振DC/DC变换器，相比于硬开关的变换器可以获得更高的效率。
[0003]此外，也可以比在硬开关的变换器中的情况选择更高的开关频率，并且因此在相同的效率下节省绕组材料(扼流圈、可能还有变压器)的重量和体积。谐振DC/DC变换器被扩展成具有串联谐振电路以及具有并联谐振电路的结构。恰恰当DC/DC变换器经常在部分负载驱动中工作时(如在光伏设备中工作时)，相比于具有并联谐振电路的DC/DC变换器，具有串联谐振电路的DC/DC变换器由于在部分负载驱动中更小的损耗是有利的。其原因例如在于，在串联谐振电路上的电压是取决于负载的，并且在输出功率减小时施加在各个构件(扼流圈、电容器)上的电压更小。结果出现更小的交变磁化损耗(扼流圈)和非传导性损耗(电容器)，由此效率在部分负载的情况下相比于在具有并联谐振电路的DC/DC变换器的情况明显更小地下降。此外，在各构件上的电压原则上在串联谐振电路的情况下更小，因此在其体积和内能方面可以更小地设计各构件，这同样随之带来更小的损耗和成本。
[0004]具有串联谐振电路的DC/DC变换器的缺点在于不足的可调节性。在很多应用情况下向DC/DC变换器供电的电流源的电压是不恒定的。例如，如果光伏设备的光伏模块的取决于照射和负载的工作点改变，那么在光伏设备中的发电机电压也改变。在电池供电的备用供电装置中，作为DC/DC变换器的输入电压的电池电压取决于传输的负载和电池的充电状态。同样，作为DC/DC变换器的输入电压的燃料电池的电池单元电压在低负载范围中以特别的程度改变。在这样的情况中，值得期望的是，在DC/DC变换器的输出端提供尽可能恒定的电压作为位于DC/DC变换器下游的电路(例如逆变器的逆变器桥)的输入电压。在输入电压可变时，这以DC/DC变换器的可变的电压变比为条件。
[0005]由文献US7，379，309B2已知一种具有并联谐振电路的DC/DC变换器，其中为了改变输出电压，将对变换器的开关频率和/或变换器中的开关的占空比进行的改变与在全桥驱动和半桥驱动之间进行的切换相结合。实用新型内容
[0006]本实用新型的目的在于，提供一种用于开始所述类型的DC/DC变换器的驱动方法，通过该驱动方法可以在有效的功率传输的同时以简单的方式改变电压变比。本实用新型的另一目的在于，提供一种适于实施所述驱动方法的DC/DC变换器。本实用新型的目的在于:提供一种直流电压变换器、一种逆变器和一种能量产生设备，通过其可以在有效的功率传输的同时以简单的方式改变电压变比。
[0007]按照第一方面，该目的通过一种用于驱动直流电压变换器的方法得以实现，所述直流电压变换器包括:两个电桥装置，其中至少一个电桥装置构成为具有电桥开关的可切换的电桥装置，所述两个电桥装置能够选择性地作为全桥或者作为半桥被驱动；以及串联谐振电路，其具有至少一个谐振电感器和至少一个谐振电容器，其中所述两个电桥装置通过所述串联谐振电路相互耦合。该方法的特征在于，所述至少一个可切换的电桥装置在所述电桥开关的周期性开关的半周期内在至少一个时间间隔中作为全桥并且在至少一个另外的时间间隔中作为半桥被驱动。
[0008]因此在该方法中设定，在所述电桥开关的开关过程的半周期的持续时间内在半桥驱动与全桥驱动之间至少切换一次。所述电桥开关的开关过程的半周期的持续时间在此基本上对应于串联谐振电路(谐振开关)的半谐振周期长度或者例如比其稍长(亚谐振开关)。因此也可以在即使在部分负载范围中依然有效工作的具有串联谐振电路的DC/DC变换器中改变电压变比。在此可以通过切换的占空比影响电压变比的大小。
[0009]包括感性元件(在下文中也称为谐振电感器、例如线圈或扼流圈)和容性元件(在下文中也称为谐振电容器)的串联电路在本申请的意义上是指串联谐振电路，其中，全部的在DC/DC变换器的两个电桥装置之间流过的电流被引导通过该感性元件和容性元件的串联电路。附加地，在两个电桥装置之间的连接装置中可以存在另外的感性元件或容性元件，例如用于电隔离两个半桥的变压器。
[0010]在该方法的一个有利的设计方案中，测量所述直流电压变换器的输出电压，并且根据在所测量的输出电压与所述输出电压的期望值之间的差来调节用于半桥驱动和全桥驱动的相应的时间间隔的长度。在此优选地，所述电桥开关的开关周期持续时间(以及因此开关频率)是恒定的。这在用于半桥驱动和全桥驱动的相应的时间间隔的长度相对于彼此改变时也是适用的。两个时间间隔的总长度因此同样是恒定的。在此还优选地，所述时间间隔的长度按照脉宽调制方法确定。通过这种方式实现对电压变比的良好的调节可能性。
[0011]在该方法的另一有利的设计方案中，所述可切换的电桥装置是次级电桥装置。特别优选地，所述次级电桥装置在半周期内首先作为半桥然后作为全桥被驱动。通过这种方式可以将开关损耗保持得特别小。
[0012]在该方法的另一有利的设计方案中，附加地实施一个或多个另外的用于改变直流电压变换器的电压变比的措施。特别优选地，改变在两个电桥装置之间连接的变压器的变压比。更优选地，两个电桥装置构成为可切换的电桥装置，其中一个电桥装置为了切换电压范围而静态地作为全桥或者作为半桥被驱动。同样优选地，作为附加的另外的措施，实现在一个或两个电桥装置的电桥开关的接通持续时间与断开持续时间之间的占空比的静态改变。在本申请的意义上，静态改变在此是指一种改变，其中在该改变之后经改变的值在一个长于周期持续时间的时间间隔上被保持恒定。通过所述的措施可以进一步提高电压变比可改变的范围。
[0013]按照第二方面，所述目的通过一种直流电压变换器得以实现，该直流电压变换器包括:具有电桥开关的两个电桥装置，即第一和第二电桥装置，其中至少一个电桥装置构成为可切换的电桥装置，所述两个电桥装置能够选择性地作为全桥或者作为半桥被驱动；以及串联谐振电路，其具有至少一个谐振电感器和至少一个谐振电容器，其中所述第一和第二电桥装置通过所述串联谐振电路相互耦合。该直流电压变换器的特征在于设有控制电路，所述控制电路设置为用于使可切换的所述至少一个电桥装置在所述电桥开关的周期性开关的半周期内在至少一个时间间隔中作为全桥并且在至少一个另外的时间间隔中作为半桥被驱动。在该第二方面中的优点对应于在第一方面中所述的优点。也就是，本实用新型的有益效果在于:也可以在即使在部分负载范围中依然有效工作的具有串联谐振电路的DC/DC变换器中改变电压变比。
[0014]在该直流电压变换器的一个有利的设计方案中，该直流电压变换器包括开关装置，所述开关装置用于在作为全桥的驱动与作为半桥的驱动之间进行切换。优选地，可切换的所述至少一个电桥装置包括一个电桥支路，该电桥支路通过所述开关装置与一个容性的分压器的中间抽头连接。这低耗费地实现可切换的电桥装置。
[0015]在该直流电压变换器的一个有利的设计方案中，在所述第一电桥装置与所述第二电桥装置之间设置电隔离的变压器或非电隔离的变压装置、例如呈自耦变压器的形式。优选地，所述变压器的漏电感形成所述串联谐振电路的一部分。通过这种方式可以较小地设计单独的谐振电感器的尺寸或者对其完全不用考虑。
[0016]在该直流电压变换器的一个有利的设计方案中，所述变压器至少在一侧上具有两个连接端和一个抽头，其中通过切换元件选择性地将所述连接端之一或所述抽头与电桥支路连接。通过这种方式可以实现静态的范围切换，其可以进一步增大电压变比的变化范围。
[0017]优选地，在所述第一电桥装置与所述第二电桥装置之间设置非电隔离的变压装置。
[0018]根据第三和第四方面，该目的通过一种具有这样的直流电压变换器的逆变器和一种具有电压可变的直流电源的能量产生设备来实现，所述直流电源与这样的直流电压变换器连接。该优点在此对应于在第一和第二方面中所述的优点。
【专利附图】
【附图说明】
[0019]在下文中借助于4个附图根据实施例对本实用新型进一步详细阐明。在附图中:
[0020]图1为具有第一实施例的DC/DC变换器的光伏设备的原理图；
[0021]图2为在第一实施例的DC/DC变换器中用于表示开关时间点和电流变化曲线或电压变化曲线的图表；
[0022]图3为第二实施例的DC/DC变换器的原理电路图；
[0023]图4为第三实施例的DC/DC变换器的原理电路图。
【具体实施方式】
[0024]图1示出作为能量产生设备的示例的光伏设备的原理图。该光伏设备包括光伏发电机1，其与DC/DC变换器2连接。DC/DC变换器2连接到逆变器3，该逆变器将由DC/DC变换器2的输出端提供的直流电转换为交流电，该交流电被馈送到供电网4中。DC/DC变换器2和逆变器3在此可以如所示出的那样是光伏设备的分开的构件。然而也可以将DC/DC变换器2集成地设置在逆变器中。
[0025]不例性地,光伏发电机I在图1中通过唯 个光伏电池单兀的电路符号来表不。在实现这样的光伏设备时，光伏发电机I可以是一个光伏模块或多个串联和/或并联连接的光伏模块，所述光伏模块各自自身包含多个光伏电池单元。
[0026]DC/DC变换器2具有两个电桥装置10、20，它们通过串联谐振电路30和变压器40相互连接。所示出的DC/DC变换器2单向地构成，其中在图1左侧的电桥装置10表示DC/DC变换器2的输入级，其被施加输入电压Uein。在图1右侧示出的电桥装置20是DC/DC变换器2的输出级，由其提供输出电压U.。为了更简单地表示，在下文中输入侧的电桥装置10也称为初级电桥装置10，输出侧的电桥装置20也称为次级电桥装置20。必须说明的是，在备选的设计方案中也可以使DC/DC变换器构成为双向的DC/DC变换器。就这点而言，虽然输入电压Uein和输出电压Uaus与电桥装置10、20的配属以及输入级和输出级的划分在该具体的实施例中已确定，但是原则上仅仅是示例性的而不是限制的。
[0027]在该示出的实施例中，初级电桥装置10作为所谓的全桥构造为具有两个电桥支路，它们分别包括两个电桥开关11、12或13、14。为了更简单地配属，电桥开关11-14在下文中也称为初级电桥开关11-14。示例性地，初级电桥开关11-14在图1中为MOSFET (金属氧化层半导体场效应晶体管)。然而可能的且已知的，就此而言还可以应用其它功率半导体开关，例如应用双极型晶体管或IGBT (绝缘栅双极型晶体管)。根据使用的晶体管类型，可以单独地或者集成到晶体管中地设有与晶体管的开关路径反并联设置的空载二极管。施加在初级电桥装置10的输出端上的、亦即在两个电桥支路的中间抽头之间的电压在下文中称为初级电桥中间电压U1(l。并联于输入端地、在初级电桥装置10中还设有平滑滤波电容器17。
[0028]变压器40在所示出的实施例中电隔离地构成为具有初级绕组41和次级绕组42的高频变压器，各绕组分别具有两个连接端411、412或421、422。在此初级绕组41的连接端411、412分别相应地与初级电桥装置10的一个电桥支路的中间抽头连接并且被施加初级电桥中间电SU1(I。变压器40可以具有1:1的电压变比或者也可以通过电压变换而具有与之不同的电压变比。在该实施例中变压器40的假设固定的变压比对DC/DC变换器2的电压变比的改变、亦即对在输入电压Uein相同的情况下最小与最大输出电压Uaus之比(或最大与最小输出电压之比)没有影响。
[0029]备选地同样可能的是，代替变压器40使用非电隔离的变压装置(未示出)。这样的变压装置具有例如在初级电桥装置10的和次级电桥装置20的电桥支路中的各一个之间的两个电流通路，并具有包括至少两个电感器的装置，其中一个电感器作为串联电感器设置在所述电流通路之一中，而另一电感器作为并联电感器位于连接电桥的两个电流通路之间。所述另一电感器可以用于对电桥开关进行开关卸载，而其不必是谐振电路的一部分。必须指出的是，即使在电隔离的变压器(如所示出的变压器40)的情况下，线圈41、42的漏电感依然影响串联谐振电路30并且在这个意义上可以被视为串联谐振电路的一部分。已知的是，变压器的漏电感通过结构措施被调节到一个预定的值，从而也许可以甚至完全省去单独的用于形成谐振电感器的扼流圈的使用。[0030]同样如同初级电桥装置10，次级电桥装置20也具有两个电桥支路，它们分别包括两个电桥开关21、22或23、24。在图1示出的实施例中作为次级电桥开关21-24应用二极管。为了更简单地表示，在下文中也将次级电桥开关21-24称为二极管21-24。次级电桥装置20因此构造为具有无源的开关元件而不具有可控的有源的开关元件。出于这个原因DC/DC变换器在该实施例中如前所述可以仅仅被单向地驱动。在备选的设计方案中(其中次级电桥开关21-24也至少部分地例如通过晶体管实现为有源的开关元件)，DC/DC变换器也可以双向地工作。
[0031]由二极管23和24形成的电桥支路的中间抽头直接与次级线圈42的一个连接端422连接。与之不同，由二极管21和22形成的电桥支路的中间抽头通过串联谐振电路30与次级线圈42的第二连接端421连接。串联谐振电路30具有谐振电感器31 (例如线圈)以及与之串联连接的作为容性元件的谐振电容器32。
[0032]在DC/DC变换器2进行驱动时，初级电桥开关11_14这样开关，即使得交流电流过该串联谐振电路。次级电桥装置20的两个电桥支路的中间抽头由此被施加交流电压，其在下文中被称为次级电桥中间电压U20。优选地，这样选择开关频率或周期长度，即使得交流电或次级电桥中间电压U20具有一个频率，该频率大致等于串联谐振电路30的谐振频率。为了实现有效的功率传输，初级电桥开关11-14优选被“软”开关。软开关可以被理解为没有电流流过的开关(零电流开关(ZCS))和/或没有电压施加在开关元件上的开关(零电压开关(ZVS))。如前所述，必要时电隔离的变压器40的漏电感可以通过已知的结构措施以期望的方式被调节并且就此而言是串联谐振电路30的谐振电感的一部分并且一起确定其谐振频率。
[0033]次级电桥装置20具有容性的呈两个电容器25、26的串联电路的形式的分压器。两个电容器25、26的串联电路的中间抽头通过开关单元28与由二极管23、24形成的电桥支路的中间抽头连接。开关单元28在该实施例中包括两个反串联连接的MOSFET晶体管281、282，它们因此形成双向的半导体开关。双向半导体开关的其它备选的实施形式由文献已知并且同样可以被应用。
[0034]如果开关单元28被切断(被打开，即不导通)，那么次级电桥装置20作为全桥工作，其中输出电压Uaus等于次级电桥中间电压U20的峰值。如果开关单元28相反被接通，那么次级电桥装置20作为半桥工作，其中输出电压Uaus是次级电桥中间电压U2tl的峰值的两倍。由于开关单元的作为在半桥驱动和全桥驱动之间的切换器的功能，开关单元28在下文中也称为半桥/全桥切换器28，缩写为Η/V切换器28。
[0035]通过Η/V切换器28，根据图1的DC/DC变换器因此在两个不同的驱动模式中被驱动，其中输出电压Uaus在相同的输入电压Uein下相差2倍。相应地，在这两个驱动模式中电压变比同样相差2倍。DC/DC变换器通过这样的静态切换(也称为范围切换)在这两个驱动模式之一中被驱动原则上是已知的。
[0036]与之不同在按照本申请的驱动方法中设定，通过Η/V切换器28使次级电桥装置20在电桥开关11-14、21-24的每个开关周期持续时间内在半桥驱动与全桥驱动之间至少切换一次。必要时，该切换也可以在一个周期持续时间内进行多次。不同于“静态”切换(在静态切换时在一个比周期持续时 间长的时间间隔中保持一个驱动模式(半桥驱动或全桥驱动))，在每一周期持续时间内进行切换在下文中也称为“动态”切换。[0037]在所示的Η/V切换器28设置在次级侧时，在一个周期持续时间的过程中从半桥驱动切换到全桥驱动、亦即打开Η/V切换器28是有利的。Η/V切换器28在这种情况下在接续的周期持续时间之间又闭合。类似地，在Η/V切换器设置在初级侧时，如例如在图3中所示，在周期持续时间内通过闭合Η/V切换器从全桥模式切换到半桥模式是有利的，然而这通常连带较高的开关损耗。因此，所示的Η/V切换器28设置在次级侧的结构是优选的。
[0038]为了实现所述的方法，设有控制装置285，其相应地控制Η/V切换器28的晶体管281、282。有利地，控制装置285也用于控制所有有源的电桥开关，在该实施例中也就是控制初级电桥开关11-14。这出于清晰的原因未在图1中示出。
[0039]这样的在一个时间周期内在全桥驱动与半桥驱动之间的动态切换实现对输出电压Uaus的调节，该输出电压的水平位于两个极限电压之间，这两个极限电压在作为半桥或全桥的持续驱动中在输出端设定。因此通过改变例如在Η/V切换器28的激活与未激活之间的占空比，输出电压Uaus可以在假设输入电压Uein恒定时在前述的两个极限值之间变化。相应地，电压变比可以连续地从1:1变化到1:2，其中在此例如给出具有1:1的变压比的变压器。相应地，如果输入电压一直变化到所述的2倍，那么可以在DC/DC变换器2的输入电压Uein变化时也恒定地保持输出电压Uaus。对于输出电压Uaus的调节或电压变比的调节，控制装置285可以优选地应用脉宽调制方法(PWM方法)。在此并不改变电桥开关11-14、21-24的开关周期持续时间。DC/DC变换器由此在整个调节范围上被谐振地驱动。
[0040]图2基于控制信号的电压变化曲线和在按照图1的DC/DC变换器内观察的电压和电流示出用于DC/DC变换器的驱动方法的一个实施例。
[0041]图2的下部描述初级电桥开关11、14和12、13以及Η/V切换器28的晶体管281、282的控制信号随时间t的电压变化曲线。电桥装置的周期控制的重复持续时间记录为周期持续时间h并且被分为两个半周期持续时间t1/2。在控制信号中，“I”表示开关接通，并且“O”表示开关切断。
[0042]图2的上部给出次级电桥中间电压U2tl、施加在谐振电容器32上的电压和流过串联谐振电路30的电流。后者在该图中表不为U32或I3。。DC/DC变换器被谐振地驱动，在此可看出，电流I3tl的谐振半波的持续时间基本上等于初级电桥开关11-14的开关半周期的持续时间t1/2。
[0043]在时间间隔tH中(其中两个晶体管281和282被控制(导通))，次级电桥装置20作为半桥被驱动。如果两个晶体管281和282未被控制，那么次级电桥装置20作为全桥被驱动(时间间隔tv)。在谐振电流I3tl的每个半波中，次级电桥装置20首先作为半桥随后作为全桥被驱动。因此，在一个周期持续时间内存在两个时间间隔&和两个时间间隔tv。此外，该图示出初级电桥开关11-14有利地无电流地开关、亦即被软开关，由此实现DC/DC变换器2的良好的效率。
[0044]图3示出另一实施例的DC/DC变换器的原理电路图。相同或作用相同的元件在图3中具有与在图1中相同的附图标记。
[0045]在图3中示出的DC/DC变换器是对图1的DC/DC变换器的改进并且与之的区别在于，应用变压器40，其初级绕组除了连接端411和412之外还具有一个内部抽头413。该抽头413通过切换元件19与由电桥开关11和12形成的电桥支路的中间抽头连接。如果切换元件19处于上部位置，那么变压器40的整个位于连接端411、412之间的绕组41被施加初级电桥电SU1(I。与之相对地，在切换元件19的下部位置，初级电桥中间电压Ultl仅仅施加到第一绕组41的在抽头413与连接端412之间的部分上。相应地产生不同的从初级电桥中间电压U10到次级电桥中间电压U20的电压变比。
[0046]在符号方面，切换元件19以在图2中的简单的转换开关的电路符号来表示。然而当然在此也可以是多个半导体开关，例如由晶体管和如果必要的二级管组成的装置。
[0047]借助于切换元件19可以进行电压变比的静态切换，该静态切换可以与通过Η/V切换器28在次级电桥装置中实现的动态切换相结合。如果抽头413设计为使得电压变比通过静态切换被改变2倍，那么与动态切换结合可以实现4倍的准连续的变化。如果例如首先在切换元件19打开时Η/V切换器28的占空比在O与I之间变化，并且随后在切换元件19闭合时Η/V切换器28的占空比也从O到I变化，那么可以由此4倍地连续地改变电压变比。
[0048]类似于在此的情况，通过改变变压器40的变压比，也可以实现用于改变DC/DC变换器的电压变比的另外的静态方法，该DC/DC变换器通过Η/V切换器28的动态控制进行连续的变化。例如也可以将初级侧的电桥装置10构成为可切换的电桥装置，其可以作为半桥或者全桥被驱动。初级侧的静态切换实现电压变比的2倍变化，其与所描述的次级侧的H/V切换器28的电压变比的连续变化相结合。而且，多个静态切换与一个动态切换相结合是可能的。例如，在图3中示出的借助于变压器40上的附加抽头413实现的电压变比的静态改变可以与在初级电桥装置10中通过切换元件19的半桥/全桥切换实现的2倍静态切换、与通过变压器上的附加抽头在带有相应的静态切换(如例如在图4中所示出的那样)的次级侧上实现的另外的静态切换、以及与通过Η/V切换器28的动态切换实现的连续变化相结合。通过这样的结合进一步提高电压变比可被改变的范围。
[0049]图4不出另一实施例的DC/DC变换器的原理电路图。相同或者作用相同的兀件也在此设有与前述实施例相同的附图标记。
[0050]按照图4的DC/DC变换器也具有初级侧的电桥装置10和次级侧的电桥装置20，它们通过串联谐振电路30和变压器40相互耦合。与前面示出的实施例的不同之处在于，在此初级电桥装置10构成为可切换的电桥装置，其可以作为半桥或全桥被驱动。为此目的，初级电桥装置10除了具有初级电桥开关11和12或13和14的可切换的电桥支路之外还具有容性的分压器作为第三支路，其在一个串联电路中包括两个电容器15、16。示例性地，在图4的实施例中，电桥开关11-14构成为双极型晶体管。在这样的情况下通常的与电桥开关11-14反并联的空载二极管出于清晰的原因未一起表示。
[0051]为了在作为半桥的驱动和作为全桥的驱动之间进行切换，在电容器15和16之间的中间抽头通过开关单元18与在电桥开关11和12之间的中间抽头连接。开关单元18由于其功能在下文中被称为Η/V切换器18。Η/V切换器18在该实施例中通过反串联连接的晶体管181和182形成，分别与它们反并联地设有空载二极管183、184。作为晶体管181和182在此应用双极型晶体管。它们由控制装置185控制，其类似于图1的控制装置285在此也有利地用于控制电桥开关11-14。在该实施结构中，电容器15和16承担图1的实施例的平滑滤波电容器17的功能。
[0052]次级电桥装置20在该实施例中构成为全波整流桥，其具有四个二极管作为电桥开关21-24以及一个与输出端并联连接的平滑滤波电容器27。[0053]串联谐振电路30如上所述包括作为谐振电感器31的线圈和谐振电容器32，其中与前面实施例的不同之处在于，串联谐振电路30在该实施例中设置在初级侧。另一不同之处在于，谐振电感器31和谐振电容器32未直接串联连接而是通过变压器40的绕组41连接。然而，这没有改变串联谐振电路30的前面给出的特性，按照该特性，在初级电桥装置10与次级电桥装置20之间的全部电流被引导通过谐振电感器31和谐振电容器32的串联电路。
[0054]类似于前述的实施例，也可以将初级侧的Η/V切换器18在半周期内开关，从而初级侧的电桥装置10在电桥开关11-14、21-24的开关半周期内有时作为半桥有时作为全桥工作。同样，这可以优选地按照PMW方法实现。作为结果也可以以该方式连续地改变电压变比2倍。由于在初级侧的电桥装置内的电流和电压变化曲线与次级侧的电桥装置相比改变，从而不可以软开关电桥装置的所有电桥开关，所以关于这一点初级侧的动态的Η/V切换相比于次级侧的Η/V切换是较不利的。
[0055]此外，如同在图3的实施例中，在此也通过改变变压器40的变压比设置范围切换，但在次级侧而不是在初级侧。为此目的，变压器40的次级侧的线圈42除了连接端421、422之外还具有内部抽头423，其中切换元件29将连接端421或者将抽头423与由二极管21和22形成的电桥支路的中间抽头连接。类似于在初级侧的范围切换，也可以以这种方式静态地改变从初级电桥中间电压U10到初级电桥中间电压U20的变压比并继而改变DC/DC变换器2的电压变比。
[0056]然而在一个备选的设计方案中，也可以将示出的初级侧的Η/V切换器18用于静态的范围切换并且与动态的次级侧的Η/V切换相结合，如结合图3所阐明的那样。
[0057]除此之外在另一备选的设计方案中可考虑的是，DC/DC变换器的两侧、亦即初级侧的电桥装置和次级侧的电桥装置配备有动态的Η/V切换。通过这种方式可以使电压变比连
续变化4倍。
[0058]除此之外原则上还可能的是，也动态地——也就是在电桥开关的开关半周期内——进行前面作为用于范围切换的静态手段所述的措施，例如在变压器中的连接端与内部抽头之间进行切换。
[0059]本实用新型并不限于所述的各实施例，所述各实施例可以通过多种方式被改变以及专业地补充。特别是，各所述特征可以不同于所述结合方式地实现，并且可以补充其它已知的用于改变DC/DC变换器的电压变比的途径。
[0060]附图标记列表:
[0061]I光伏发电机
[0062]2DC/DC 变换器
[0063]3逆变器
[0064]4供电网
[0065]10电桥装置(初级电桥装置)
[0066]11-14电桥开关(初级电桥开关)
[0067]15、16 电容器
[0068]17平滑滤波电容器
[0069]18H/V切换器(初级侧)[0070]181、182 晶体管
[0071]183、184 二极管
[0072]185控制装置
[0073]19切换元件(初级侧)
[0074]20电桥装置(次级电桥装置)
[0075]21-24电桥开关(次级电桥开关)
[0076]25、26 电容器
[0077]27平滑滤波电容器
[0078]28H/V切换器(次级侧)
[0079]281、282 晶体管
[0080]285控制装置
[0081]29切换元件(次级侧)
[0082]30串联谐振电路
[0083]31谐振电感器
[0084]32谐振电容器
[0085]40变压器
[0086]41绕组(初级绕组)
[0087]411、412 连接端
[0088]413 抽头
[0089]42绕组(次级绕组)
[0090]421、422 连接端
[0091]423 抽头
[0092]Uein输入电压
[0093]Uaus输出电压
[0094]U10初级电桥中间电压
[0095]U20次级电桥中间电压
[0096]U32谐振电容器32上的电压
[0097]I30通过串联谐振电路30的电流
【权利要求】
1.一种直流电压变换器，包括: -具有电桥开关(11-14、21-24)的两个电桥装置(10,20),即第一和第二电桥装置(10、20)，其中至少一个电桥装置构成为可切换的电桥装置，所述两个电桥装置能够选择性地作为全桥或者作为半桥被驱动；以及 -串联谐振电路(30)，其具有至少一个谐振电感器(31)和至少一个谐振电容器(32)，其中所述第一和第二电桥装置(10、20)通过所述串联谐振电路(30)相互耦合， 其特征在于，设有控制电路(185、285)，所述控制电路设置为用于使可切换的所述至少一个电桥装置在所述电桥开关(11-14、21-24)的周期性开关的半周期内在至少一个时间间隔(tv)中作为全桥并且在至少一个另外的时间间隔(tH)中作为半桥被驱动。
2.如权利要求1所述的直流电压变换器(2)，其特征在于，该直流电压变换器包括开关装置(18、28)，所述开关装置用于在作为全桥的驱动与作为半桥的驱动之间进行切换。
3.如权利要求2所述的直流电压变换器(2)，其特征在于，可切换的所述至少一个电桥装置包括一个电桥支路，该电桥支路通过所述开关装置(18、28)与一个容性的分压器的中间抽头连接。
4.如权利要求1至3中任一项所述的直流电压变换器(2)，其特征在于，在所述第一电桥装置(10)与所述第二电桥装置(20)之间设置电隔离的变压器(40)。
5.如权利要求4所述的直流电压变换器(2)，其特征在于，所述变压器(40)的漏电感形成所述串联谐振电路(30)的一部分。
6.如权利要求4所述的直流电压变换器(2)，其特征在于，所述变压器(40 )至少在一侧具有两个连接端(411、412)和一个抽头(413)，其中通过切换元件(19)选择性地将所述连接端之一(411)或所述抽头(413 )与电桥支路连接。
7.如权利要求1至3中任一项所述的直流电压变换器(2)，其特征在于，在所述第一电桥装置(10)与所述第二电桥装置(20)之间设置非电隔离的变压装置。
8.一种逆变器，其特征在于，该逆变器具有根据权利要求1至7中任一项所述的直流电压变换器(2)。
9.一种具有电压可变的直流电源的能量产生设备，其特征在于，所述直流电源与根据权利要求1至7中任一项所述的直流电压变换器(2)连接。
【文档编号】H02M3/335GK203457053SQ201190001033
【公开日】2014年2月26日 申请日期:2011年2月21日 优先权日:2011年2月21日
【发明者】B·米勒 申请人:Sma太阳能技术股份公司