专利名称：用于串联谐振转换器的混合控制技术的制作方法
技术领域：
本发明涉及DC/DC转换器系统，且更明确地说，涉及用于串联谐振DC/DC转换器系统的混合控制技木。
背景技术：
切換模式电源(SMPS)(比如升压转换器、降压转换器、升降压转换器及反激式转换器)利用自输入到输出的电压电平变换而执行直流(DC)到直流转换。这些类型的电源 转换器通常使用切換装置(比如双极结型晶体管(BJT)或金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET))，其中切换频率及脉冲宽度经调制以控制转换器的操作參数(比如电压增益或衰减)。在传统的转换器设计中出现的问题是根据输出负载而改变的切换频率増大到不合意的水平，以便调节在轻载或空载条件下的输出电压。较高切換频率不合意的原因是，即使一次侧开关在零电压条件下开启(称为零电压切换或ZVS)，但它们没有在零电压条件下断开，这导致硬切換。因此，在轻载条件下的极高的切换频率通常导致高切換损耗。
发明内容
通常，本发明提供用于在正常负载及轻载两者条件下的最佳操作的对串联谐振DC到DC转换器的混合控制技木。在本发明的某些实施例中，与允许零电压切换的新的脉冲宽度调制(PWM)技术一起使用将脉冲频率调制(PFM)与上限频率阈值组合新的混合控制技木。这些技术在变化的负载条件下控制转换器，同时在一次侧维持两个开关中的至少ー者的零电压切換。基于来自转换器的输出电压的反馈的反馈补偿信号(Vcomp)被提供给PFM电路以确定在正常负载条件下的切换频率。然而，切换频率被箝位电压(Vclmp)限制在高端以避免切换频率的过分增加。Vcomp信号同样被提供给PWM电路以确定在轻载条件下的占空比。PWM同样经配置以产生切换模式，所述切换模式经设计以通过确保针对两个开关中的ー者实现零电压切换(ZVS)而使切换损耗最小化。
所主张的标的物的特点及优势将从与其一致的实施例的下文更详细的描述中显而易见，其描述应參照附图加以考虑，其中图I说明与本发明的各种实施例一致的DC到DC串联谐振转换器系统；图2说明与本发明的一个实施例一致的各种信号的时序图；图3说明与本发明的各种实施例一致的DC/DC串联谐振转换器系统的替代性实施例。
图4说明与本发明的替代性实施例一致的各种信号的时序图；图5说明与本发明的一个实施例一致的在PWM模式下的切换模式的时序图；图6说明与本发明的各种实施例一致的DC到DC串联谐振转换器系统的各种性能參数；以及图7说明与本发明一致的示范性实施例的操作流程图。尽管下文详细描述将參考说明性实施例来进行，但许多代替案、修改及其变化对于所属领域的技术人员来说将是显而易见的。
具体实施例方式通常，本发明提供用于在正常负载及轻载两者条件下的最佳操作的对串联谐振DC 到DC转换器的混合控制技木。在传统的串联谐振转换器设计中出现的问题是根据输出负载而改变的切换频率增大到不合意的水平，以便调节在轻载或空载条件下的输出电压。较高切換频率不合意的原因是，即使一次侧开关在零电压条件下开启(称为零电压切换或ZVS)，但它们没有在零电压条件下断开，这导致硬切換。因此，在轻载条件下的极高的切換频率通常导致高切換损耗。一种现有的在轻载条件下限制切换频率増大的方法是所谓的突发模式操作，其中切換操作周期性地暂停且接着重新开始。然而，因为当切換操作暂停时输出电压下降，所以突发模式操作经常引起在输出电压上的太多的波紋。突发模式操作的另一个问题是由突发的开关循环所产生的可听噪音。阻止极高的切换频率的另ー种可能的方法是在轻载条件下使用常规的脉冲宽度调制(PWM)操作。在常规的PWM下，从断开开关Ql到开启开关Q2的停滞时间(Ql到Q2的停滞时间)与Q2到Ql的停滞时间相同，且停滞时间随着负载减小而增大以完成PWM操作。这种方法不会导致増加的输出电压波纹或可听噪音。然而，由于越来越长的停滞时间，Ql及Q2的零电压切换受到损耗。在本发明的某些实施例中，与允许零电压切换的新的PWM技术一起使用将PFM与上限频率阈值组合新的混合控制技木。这些技术在变化的负载条件下控制转换器，同时在一次侧维持两个开关中的至少ー者的零电压切換。基于来自转换器的输出电压的反馈的反馈补偿信号(Vcomp)被提供给PFM电路以确定在正常负载条件下的切换频率。然而，切換频率被箝位电压(Vclmp)限制在高端以避免切换频率的过分增加。Vcomp信号同样被提供给PWM电路以确定在轻载条件下的占空比，如将在下文更详细地解释。PWM同样经配置以产生切换模式，所述切换模式经设计以通过确保针对两个开关(Ql及Q2)中的ー者实现零电压切换(ZVS)而使切换损耗最小化。图I说明与本发明的各种实施例一致的DC/DC串联谐振转换器系统100，如将在下文解释，PFM控制电路对切換频率强加上限，同时PWM控制电路通过确保开关Ql刚好在开关Q2122被断开后开启而允许对开关Ql 124的ZVS。DC/DC转换器100包括压控振荡器(VCO)电路102，逆变器电路104，变压器电路106、二次级电路108及混合调制控制电路110。DC/DC转换器系统100经配置以接收输入DC电压(Vin) 126及产生输出DC电压(Vout) 128。通常，DC/DC转换器系统100的增益可由与变压器电路106的谐振频率(f0)相关的开关Q1124及Q2122的切换频率(fs)控制。压控振荡器电路102经配置以循序对脉冲频率调制电容器(PFMcap) 130充电及放电，以使得PFMcap 130的电压(VCT) 132在高电压阈值(在VCOMP > VCLMP的情况下为VCOMP 134或在VCOMP < VCLMP的情况下为VCLMP 136)与低电压阈值(VTL) 138之间振荡，举例来说，如由三角波形表示。第一比较器112将VCT与低阈值VTL相比较。第二比较器114将VCT与高阈值在VCOMP > VCLMP的情况下为VCOMP或在VCOMP < VCLMP的情况下为VCLMP)相比较。这些比较器112、114的输出设置及重设SR触发器116的Q及Qn输出，因此产生方波信号。所述方波信号被限制为由对操作參数VCLMP及VTL的选择而确定的频率范围，其将在下文图2的描述中更充分地描述。逆变器电路104包含第一及第ニ开关Ql 124及Q2 122，其经配置以响应于至少部分基于来自压控振荡器电路102的波形信号的栅极控制信号(分别为VGSl及VGS2)而开启及断开。可提供延迟机构120以阻止每ー开关同时导通。栅极控制信号VGSl 140、VGS2142经配置以分别打开及闭合开关Ql及Q2，产生经调制的脉冲波形，进而控制对变压器电路106的一次侧上的谐振电容器CR 144的充电及放电。这产生在变压器电路106的二次侧上的输出，其近似为正弦波形。
二次级电路108包含整流ニ极管网络150，其用以整流正弦波形；及低通滤波器电路152，其可为RC网络，以使DC输出电压Vout 128平滑。混合调制控制电路110使用脉冲频率调制(PFM)与脉冲宽度调制(PWM)的混合以依据负载条件优化对功率电平的控制，且维持DC到DC转换器的所要的总增益。在正常操作条件下，使用具有50%的占空比且具有在VGSl 140与VGS2 142之间的小停滞时间的常规的PFM调制以实现对Ql 124与Q2 122的零电压切換。为了维持所要的转换器增益，切换频率通常需要随着负载的减小而增大。然而，较高的频率导致切换损耗，所以在轻载条件下，切换频率被固定在预设的阈值且使用PWM调制以维持转换器增益，同时限制切换频率的増大。在正常的PFM操作中，从所要的输出电压Vr 154与实际输出电压Vout 128之间的差得到及反馈的补偿电压Vcomp 134被提供给PFM比较器114的经逆变输入，其确定切换频率。反馈通过反馈机构160及162而完成，其可为光电耦合或其它合适的机构。当补偿电压Vcomp 134低于箝位电压Vclmp 136时，PFM比较器114的经逆变输入被箝位在Vclmp，其使切换频率固定。另外，补偿电压Vcomp在PWM比较器118处与PFMcapl30的电压(VCT) 132相比较以控制占空比且维持对Ql 124的零电压切換。图2说明与本发明的一个实施例一致的各种信号的时序图200。看到VCT 210为在低端处的VTL 206与高端处的Vcomp 202或者Vclmp 204之间振荡的三角波形，是Vcomp202还是Vclmp 204分别取决于电路是在PFM模式240中还是在PWM模式250中。当Vcomp202超过Vclmp 204时，电路是在PFM模式240中，且VCT的频率响应于减小的输出负载随着Vcomp减小而増大。当Vcomp降到Vclmp以下时，电路转变为PWM模式，且VCT被PFM比较器114箝位在高端Vclmp处，PFM比较器114将VCT维持在恒定上限频率。在图2中还展示SR触发电路116的输出Q 220及经逆变输出Qn 222，SR触发电路116提供匹配于VCT的频率的方波。此外，当电路在PWM模式中时，可看到方波形占空比随着Vcomp减小而减小以提供对减小的输出负载条件的适当响应。信号VGSl 230及VGS2 232说明在开关Ql及Q2处的栅极电压。图说明栅极电压如何响应于改变的VCT 210而被驱动。明确地说，VGS2在VCT达到Vcomp不久之后开启，且当VCT达到VTL时VGS2断开。VGSl刚好在VGS2断开后开启。因为Ql刚好在Q2断开后以较小的停滞时间开启，所以可实现对Ql的零电压切換。图3说明与本发明的各种实施例一致的DC/DC串联谐振转换器系统300的替代性实施例。在此替代性实施例中的PWM控制通过确保开关Q2刚好在开关Ql 324断开后开启而允许对开关Q2 322的ZVS。DC/DC转换器300包括压控振荡器(VCO)电路302，逆变器电路304、变压器电路306、二次级电路308及混合调制控制电路310。DC/DC转换器系统300经配置以接收输入DC电压(Vin) 326及产生输出DC电压(Vout) 328，且在多数方面类似于图I的电路，除了混合控制电路310以外。混合控制电路310使用脉冲频率调制(PFM)与脉冲宽度调制(PWM)的混合以依据负载条件优化对功率电平的控制，且维持DC到DC转换器的所要的总增益。在正常操作条件下，使用具有50%的占空比且具有在VGSl 340与VGS2 342之间的小停滞时间的常规的PFM调制以实现对Ql 324与Q2 322的零电压切換。为了维持所要的转换器增益，切换频率 通常需要随着负载减小而増大。然而，较高的频率导致切换损耗，所以在轻载条件下，切換频率被固定在预设的阈值且使用PWM调制以维持转换器增益，同时限制切换频率的増大。在正常的PFM操作中，从所要的输出电压Vr 354与实际输出电压Vout 328之间的差得到及反馈的补偿电压Vcomp 334被提供给PFM比较器314的经逆变的输入，其确定切换频率。当补偿电压Vcomp 334低于箝位电压Vclmp 336时，PFM比较器314的经逆变输入被箝位在Vclmp，其使切换频率固定。另外，PFMcap 330的电压(VCT 332)在PWM比较器318处与从Vclmp-Vcomp+VTL计算出的信号相比较以控制占空比且维持对Q2 322的零电压切換。图4说明与本发明的替代性实施例一致的各种信号的时序图400。看到VCT 410为在低端处的VTL 406与高端处的Vcomp 402或者Vclmp 404之间振荡的三角波形。是Vcomp 402还是Vclmp 404分别取决于电路是在PFM模式440中还是在PWM模式450中。当Vcomp 402超过Vclmp 404时，电路是在PFM模式440中，且VCT的频率响应于减小的输出负载随着Vcomp减小而増大。当Vcomp降到Vclmp以下时，电路转变为PWM模式，且VCT被PFM比较器114箝位在高端Vclmp处，PFM比较器114将VCT维持在恒定上限频率。在图4中还展示输出SR触发电路116的Q 420及经逆变输出Qn 422，SR触发电路116提供匹配于VCT的频率的方波。此外，当电路在PWM模式中时，可看到方波形占空比随着Vcomp减小而减小以提供对减小的输出负载条件的适当响应。信号VGSl 430及VGS2 432说明在开关Ql及Q2处的栅极电压。图说明栅极电压如何响应于改变的VCT410而被驱动。明确地说，在VCT达到Vclmp-Vcomp+VTL 412不久之后VGSl开启，且当VCT达到Vclmp时断开。VGS2刚好在VGSl断开后开启。因为Q2在小的停滞时间下刚好在Ql断开后开启，所以可实现对Q2的零电压切換。图5说明PWM模式下的切换模式的时序图500以最小化切換损耗，使得Q2到Ql的转变一直允许对Ql的零电压切換(ZVS)。时间线502展示变压器一次侧电流(Ip)。时间线504说明开关Ql上的Vds电压。时间线506说明对VGSl及VGS2的开关切換。Q2的导通形成变压器中的电流(Ip)，且存储在变压器电感中的能量在Q2断开后的停滞时间期间使开关Ql的输出电容(Coss)放电。可看到在应用栅极驱动信号Vgsl前，Ql的漏极到源极电压达到零，使得Ql在零电压下开启。图6说明与和本发明的各种实施例一致的DC到DC串联谐振转换器系统相关联的各种性能參数600。转换器的增益展示在垂直轴上，其随在水平轴上的在从10%到100%的变化的负载条件下的切换频率而变。如可看到，为了维持所要的増益(在此情况下值为0. 9)，切换频率通常需要随着负载减小而増大。图7说明与本发明一致的示范性实施例的操作700的流程图。在操作710处，通过产生第一及第ニ栅极控制信号以分别打开及闭合第一及第ニ开关而将DC输入信号逆变为AC信号。在操作720处，AC信号被变换为正弦AC信号。在操作730处，所述正弦AC信号被整流为DC输出信号。在操作740处，第一及所述第二栅极控制信号被调制。所述调制包含脉冲频率调制(PFM)及脉冲宽度调制(PWM)。根据ー个方面，本发明的特征在于DC到DC转换器系统。所述DC到DC转换器系统包括具有第一及第ニ开关的逆变器电路。所述逆变器电路经配置以产生第一及第ニ栅极控制信号，所述第一及第ニ栅极控制信号经配置以分别打开及闭合第一及第ニ开关，且从DC 输入信号产生AC信号。所述DC到DC转换器系统还包括变压器电路，所述变压器电路经配置以将AC信号变换为正弦AC信号。所述DC到DC转换器系统进一歩包括二次级电路，所述二次级电路经配置以将正弦AC信号整流为DC输出信号。所述DC到DC转换器系统进ー步包括混合控制电路，所述混合控制电路经配置以调制第一及第ニ栅极控制信号，其中所述调制包含脉冲频率调制(PFM)及脉冲宽度调制(PWM)。根据另一方面，本发明的特征在于ー种方法，所述方法包括通过产生第一及第ニ栅极控制信号以分别打开及闭合第一及第ニ开关而将DC输入信号逆变为AC信号。所述方法还包括将AC信号变换为正弦AC信号。所述方法进ー步包括将所述正弦AC信号整流为DC输出信号。所述方法进ー步包括调制第一及所述第二栅极控制信号，其中所述调制包含脉冲频率调制(PFM)及脉冲宽度调制(PWM)。术语“开关”可体现为此项技术中已知的MOSFET开关(例如，个别NMOS及PMOS元件)、BJT开关及/或其它切换电路。另外，如在本文任一实施例中使用的“电路”可単独地或以任ー组合包含(举例来说)硬连线电路、可编程电路、状态机电路及/或包括在较大系统中的电路，例如可包括在集成电路中的元件。本文使用的术语及表达是用作描述术语及并非限制，且在使用此类术语及表达时无意排除所展示及描述的特征的等效物(或其部分)，且应认识到，在权利要求书中的范围内的各种修改是可能的。因此，权利要求书意欲涵盖所有此类等效物。各种特征、方面及实施例已在本文描述。所属领域的技术人员将理解，所述特征、方面及实施例易于彼此組合，而且易于变化及修改。因此，将认为本发明涵盖此类组合、变化及修改。
权利要求
1.一种DC到DC转换器系统，其包含 逆变器电路，其具有第一及第二开关，所述逆变器电路进一步经配置以产生第一及第二栅极控制信号，所述第一及第二栅极控制信号经配置以分别打开及闭合所述第一及所述第二开关，且从DC输入信号产生AC信号； 变压器电路，其经配置以将所述AC信号转换为正弦AC信号； 第二级电路，其经配置以将所述正弦AC信号整流为DC输出信号；及 混合控制电路，其经配置以调制所述第一及所述第二栅极控制信号，其中所述调制包含脉冲频率调制PFM及脉冲宽度调制PWM。
2.根据权利要求I所述的DC到DC转换器系统，其中所述PFM被限制到预设的上频率阈值。
3.根据权利要求2所述的DC到DC转换器系统，其中当所述PFM达到所述预设的上频率阈值时，所述PWM调制所述栅极控制信号。
4.根据权利要求I所述的DC到DC转换器系统，其中所述PFM经配置以在包含停滞时间的约50%的占空比下操作，使得所述第一及所述第二开关的所述闭合在所述开关中的每一者上的大体上零电压下发生。
5.根据权利要求I所述的DC到DC转换器系统，其中所述PWM经配置以使得所述第一及所述第二开关中的一者的所述闭合在所述开关上的大体上零电压下发生。
6.根据权利要求2所述的DC到DC转换器系统，其进一步包含压控振荡器电路，所述压控振荡器电路经配置以循序对脉冲频率调制电容器(PFMcap)充电及放电，使得所述PFMcap的电压(VCT)在高电压阈值(VTH)与低电压阈值(VTL)之间以三角波形振荡。
7.根据权利要求6所述的DC到DC转换器系统，其中所述VCT与箝位电压相比较以将所述PFM限制到所述预设的上频率阈值。
8.根据权利要求6所述的DC到DC转换器系统，其进一步包含反馈补偿电路，其中所述VCT与比较电压(Vcomp)相比较以调整与所述PWM相关联的占空比，其中所述Vcomp来自所述反馈补偿电路以调节所述DC输出信号。
9.一种用于DC到DC转换的方法，其包含 通过产生第一及第二栅极控制信号以分别打开及闭合第一及第二开关而将DC输入信号逆变为AC信号； 将所述AC信号变换为正弦AC信号； 将所述正弦AC信号整流为DC输出信号；及 调制所述第一及所述第二栅极控制信号，其中所述调制包含脉冲频率调制PFM及脉冲宽度调制PWM。
10.根据权利要求9所述的方法，其进一步包含将所述PFM限制到预设的上频率阈值。
11.根据权利要求10所述的方法，其进一步包含当所述PFM达到所述预设的上频率阈值时，所述PWM调制所述栅极控制信号。
12.根据权利要求9所述的方法，其进一步包含在包含停滞时间的约50%的占空比下操作所述PFM，使得所述第一及所述第二开关的所述闭合在所述开关中的每一者上的大体上零电压下发生。
13.根据权利要求9所述的方法，其进一步包含操作所述PWM以使得所述第一及所述第二开关中的一者的所述闭合在所述开关上的大体上零电压下发生。
14.根据权利要求10所述的方法，其进一步包含循序对脉冲频率调制电容器(PFMcap)充电及放电，使得所述PFMcap的电压(VCT)在高电压阈值(VTH)与低电压阈值(VTL)之间以三角波形振荡。
15.根据权利要求14所述的方法，其进一步包含将所述VCT与箝位电压相比较以将所述PFM限制到所述预设的上频率阈值。
16.根据权利要求14所述的方法，其进一步包含将所述VCT与比较电压(Vcomp)相比较以调整与所述PWM相关联的占空比，其中所述Vcomp来自所述DC输出信号的反馈以调节所述DC输出信号。
全文摘要
本发明案涉及用于串联谐振转换器的混合控制技术。一种DC到DC转换器系统，其包括具有第一及第二开关的逆变器电路，所述逆变器电路进一步经配置以产生第一及第二栅极控制信号，所述信号经配置以分别打开及闭合所述第一及所述第二开关，且从DC输入信号产生AC信号。所述系统进一步包括变压器电路，其经配置以将所述AC信号变换为正弦AC信号；第二级电路，其经配置以将所述正弦AC信号整流为DC输出信号；及混合控制电路，其经配置以调制所述第一及第二栅极控制信号，其中所述调制包含脉冲频率调制PFM及脉冲宽度调制PWM。
文档编号H02M3/28GK102810985SQ20121016338
公开日2012年12月5日 申请日期2012年5月24日 优先权日2011年5月25日
发明者崔恒硕 申请人:快捷半导体(苏州)有限公司, 飞兆半导体公司