专利名称：交错并联三相pfc电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种交错并联三相PFC电路。
背景技术：
在绿色能源观念深入人心的今天 ，功率因数校正已成为电源中的不可或缺的一部分。单相功率因数校正技术应用已经非常成熟，IOOff-4000W的单相PFC电源已产品化。随着现代供电系统对污染电网的三相交流输入设备的要求提高，大功率整流电源采用三相PFC技术将是必然趋势。传统意义上的增大功率有两种方法一是保持器件数量不变，增加器件容量。即功率管电压电流应力增大，电感、电容的容量和体积增大；二是简单的并管。即将原本的一个器件替换成两个器件并联，达到降低应力的目的。此两种传统方法都会带来输入电流纹波增大，滤波器设计困难，发热器件集中导致热设计困难，电源体积变大等缺点。
发明内容
本发明的目的在于提供了一种减少电磁干扰，减小滤波器体积适用于大功率交错并联三相PFC电路。为达到发明目的本发明采用的技术方案是
交错并联三相PFC电路，其特征在于其由两个Vienna变换器组成，所述Vienna变换器是三相三开关三电平PFC结构，第一 Vienna变换器的三相输入分别连接第二 Vienna变换器的三相输入，第一 Vienna变换器的三电平输出分别连接第二 Vienna变换器的三电平输出，所述第一 Vienna变换器和第二 Vienna变换器均包括三个双向开关，所述双向开关均由独立的电感的电流大小控制开通和关断，所述第一 Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间相同，所述第二 Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间相同，所述第一 Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间超前或滞后所述第二 Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间半个周期时间。进一步，所述第一 Vienna变换器的电路包括第一双向开关、第二双向开关、第三双向开关以及由第一电容、第二电容串联后组成的输出电容，所述输出电容的两端上并联有由第一二极管和第二二极管的串联电路、由第三二极管和第四二极管的串联电路、以及由第五二极管和第六二极管的串联电路；所述第一双向开关与第一电感串联，所述第一电感的另一端与电源的A相连接，所述第二双向开关与第二电感串联，所述第二电感的另一端与电源的B相连接，所述第三双向开关与第三电感串联，所述第三电感的另一端与电源的C相连接，所述第一双向开关、第二双向开关和第三双向开关的另一端均连接于所述第一电容和第二电容之间的中间节点上；所述第一电感和所述第一双向开关之间的中间节点连接于所述第一二极管和所述第二二极管之间的中间节点上，所述第二电感和所述第二双向开关之间的中间节点连接于所述第三二极管和所述第四二极管之间的中间节点上；所述第三电感和所述第三双向开关之间的中间节点连接于所述第五二极管和所述第六二极管之间的中间节点上。进一步，所述第二 Vienna变换器的电路包括第四双向开关、第五双向开关、第六双向开关以及由第三电容、第四电容串联后组成的输出电容，所述输出电容的两端上并联有由第七二极管和第八二极管的串联电路、由第九二极管和第十二极管的串联电路、以及由第十一二极管和第十二二极管的串联电路；所述第四双向开关与第四电感串联，所述第四电感的另一端与电源的A相连接，所述第五双向开关与第五电感串联，所述第五电感的另一端与电源的B相连接，所述第六双向开关与第六电感串联，所述第六电感的另一端与电源的C相连接，所述第四双向开关、第五双向开关和第六双向开关的另一端均连接于所述第三电容和第四电容之间的中间节点上；所述第四电感和所述第四双向开关之间的中间节点连接于所述第七二极管和所述第八二极管之间的中间节点上，所述第五电感和所述第五双向开关之间的中间节点连接于所述第九二极管和所述第十二极管之间的中间节点上；所述第六电感和所述第六双向开关之间的中间节点连接于所述第十一二极管和所述第 十二二极管之间的中间节点上。进一步，所述双向开关是由两个开关管反向串联组成，所述开关管上并联有二极管，所述二极管是寄生二极管或复合二极管。或者，所述双向开关是由一个整流桥和一个开关管组成，所述整流桥与开关管的输出是并联的。进一步，所述开关管是MOS管或是IGBT。进一步,所述第一 Vienna变换器的A相驱动信号与第二 Vienna变换器的A相驱动信号同频率同幅值、占空比各自独立、相位错开180° ;第一 Vienna变换器的B相驱动信号与第二 Vienna变换器的B相驱动信号同频率同幅值、占空比各自独立、相位错开180° ；第一 Vienna变换器的C相驱动信号与第二 Vienna变换器的C相驱动信号同频率同幅值、占空比各自独立、相位错开180°。本发明的技术构思为通过两个变换器的并联，使得开关管和二极管的电流应力降低；通过交错并联技术(相位错开180° )，第一 Vienna变换器的输入电流波动与第二Vienna变换器的输入电流波动互补,从而降低总的输入电流波动。降低输入电流波动，意味着滤波器噪声的幅值减小，从而使得滤波器体积变小成为可能；通过交错并联技术，第一Vienna变换器的输出电压高频波动与第二 Vienna变换器的输出电压高频波动互补，从而降低总的输出电压高频波动，降低干扰。本发明的有益效果为通过两个变换器的并联，使得开关管和二极管电流应力降低一半，可使用传统半导体器件；通过交错并联技术，总输入电流波动减小，从而减少电磁干扰，减小滤波器体积；用两个分散的发热器件代替一个集中的发热器件，在总热量没增加的基础上可方便PCB布局和热设计。另外本发明实现了轻载时输入电流连续，减少了干扰。
图I是本发明的电路示意图。图2是本发明的Vienna变换器的电路示意图。图3是本发明的双向开关的第一种结构示意图。图4是本发明的双向开关的第二种结构示意图。
图5是本发明第一种实施例的电路示意图。图6是本发明对A相电流交错效果的示意图。图7是本发明第二种实施例的电路示意图。图8是本发明第三种实施例的电路示意图。
具体实施例方式下面结合具体实施例来对本发明进行进一步说明，但并不将本发明局限于这些具体实施方式
。本领域技术人员应该认识到，本发明涵盖了权利要求书范围内所可能包括的所有备选方案、改进方案和等效方案。实施例一
参照图1-5，交错并联三相PFC电路，其由两个Vienna变换器组成，所述Vienna变换器是三相三开关三电平PFC结构，第一 Vienna变换器的三相输入分别连接第二 Vienna变换器的三相输入，第一 Vienna变换器的三电平输出分别连接第二 Vienna变换器的三电平输出，所述第一 Vienna变换器和第二 Vienna变换器均包括三个双向开关，所述双向开关均由独立的电感的电流大小控制开通和关断，所述第一 Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间相同，所述第二 Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间相同，所述第一 Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间超前或滞后所述第二Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间半个周期时间。所述第一 Vienna变换器的电路包括第一双向开关SI、第二双向开关S2、第三双向开关S3以及由第一电容Cl、第二电容C2串联后组成的输出电容，所述输出电容的两端上并联有由第一二极管Dl和第二二极管D2的串联电路、由第三二极管D3和第四二极管D4的串联电路、以及由第五二极管D5和第六二极管D6的串联电路；所述第一双向开关SI与第一电感LI串联,所述第一电感LI的另一端与电源的A相连接,所述第二双向开关S2与第二电感L2串联，所述第二电感L2的另一端与电源的B相连接，所述第三双向开关S3与第三电感L3串联，所述第三电感L3的另一端与电源的C相连接，所述第一双向开关SI、第二双向开关S2和第三双向开关S3的另一端均连接于所述第一电容Cl和第二电容C2之间的中间节点上；所述第一电感LI和所述第一双向开关SI之间的中间节点连接于所述第一二极管Dl和所述第二二极管D2之间的中间节点上，所述第二电感L2和所述第二双向开关S2之间的中间节点连接于所述第三二极管D3和所述第四二极管D4之间的中间节点上；所述第三电感L3和所述第三双向开关S3之间的中间节点连接于所述第五二极管D5和所述第六二极管D6之间的中间节点上。所述第二 Vienna变换器的电路包括第四双向开关S4、第五双向开关S5、第六双向开关S6以及由第三电容C3、第四电容C4串联后组成的输出电容，所述输出电容的两端上并联有由第七二极管D7和第八二极管D8的串联电路、由第九二极管D9和第十二极管DlO的串联电路、以及由第i^一二极管Dll和第十二二极管D12的串联电路；所述第四双向开关S4与第四电感L4串联，所述第四电感L4的另一端与电源的A相连接，所述第五双向开关S5与第五电感L5串联，所述第五电感L5的另一端与电源的B相连接，所述第六双向开关S6与第六电感L6串联，所述第六电感L6的另一端与电源的C相连接，所述第四双向开关S4、第五双向开关S5和第六双向开关S6的另一端均连接于所述第三电容C3和第四电容C4之间的中间节点上；所述第四电感L4和所述第四双向开关S4之间的中间节点连接于所述第七二极管D7和所述第八二极管D8之间的中间节点上，所述第五电感L5和所述第五双向开关S5之间的中间节点连接于所述第九二极管D9和所述第十二极管DlO之间的中间节点上；所述第六电感L6和所述第六双向开关S6之间的中间节点连接于所述第十一二极管Dll和所述第十二二极管D12之间的中间节点上。所述双向开关是由两个开关管反向串联组成，所述开关管上并联有二极管，所述二极管是寄生二极管或复合二极管。所述开关管是MOS管或是IGBT。所述第一 Vienna变换器的A相驱动信号PWM_A1与第二 Vienna变换器的A相驱动信号PWM_A2同频率同幅值、占空比各自独立、相位错开180° ;第一 Vienna变换器的B相驱动信号PWM_B1与第二 Vienna变换器的B相驱动信号PWM_B2同频率同幅值、占空比各自独立、相位错开180° ’第一 Vienna变换器的C相驱动信号PWM_C1与第二 Vienna变换器的C相驱动信号PWM_C2同频率同幅值、占空比各自独立、相位错开180°。本实施例按照三相平衡的原则电路中的电感L1-L6相同，二极管D1-D12相同，且为快恢复二极管。双向开关管S1-S3相同，母线电容C1-C4相同。其中母线电容本质上只有两个电容Cl、C2，起串联均分母线电压的作用。在具体电路表现中，母线电容可以是2个、4个、6个也可以是8个。其数量为2N个(N为大于I的整数)，特点在于N个电容并联，阳极接HV+，阴极GND两端，另外N个电容也并联，阳极接GND，阴极接HV-。本实施例采用4个电容，目的在于方便理解两个Vienna变换器的交错并联。Vienna变换器的工作原理是以A相为例，当A相电压为正，SI开通时，VA对LI 充电，电感电流ILl上升，Dl承受反压断开，Cl电压下降；S1关断时，LI电感两端电压反向，VA和VLl共同通过Dl对Cl充电，电感电流ILl下降，Cl电压上升。当A相电压为负，SI开通时，VA对LI充电，电感电流ILl负方向上升，D2承受反压断开，C2电压下降；S1关断时，LI电感两端电压反向，VA和VLl共同通过D2对C2充电，电感电流ILl负方向下降，C2电压上升。A相电流通过SI的通断控制，使得电感电流ILl波形跟随输入电压VA波形，达到功率因数校正的目的。B相、C相工作原理与A相一致。A、B、C三相各自独立工作，工频上相位与电网一致，依次错开120°。双向开关的作用是在正负两个电流方向上，能通过开关信号，正确的控制通道的开通与关断。无论a b两点(如图3、图4标注)的电位差是正还是负，当MOS管有驱动信号时，电流都能从高电位流向低电位。当MOS管无驱动信号时，a b两点之间无电流通过。本实施例的工作原理是A、B、C三相独立工作，即PWM_A1、PWM_A2、PWM_B1、PWM_B2、PWM_C1、PWM_C2的驱动信号分别根据L1-L6的电流来控制，使LI和L4的电流波形跟随A相电压VA，L2和L5的电流波形跟随B相电压VB，L3和L6的电流波形跟随C相电压VC0总体上，LI和L4的电流和即为A相电流IA，L2和L5的电流和即为B相电流IB，L3和L6的电流和即为C相电流1C。IA、IB、IC都为正弦，且由于采用交错并联技术，电流纹波也大大减小。其中PWM_A1周期超前或滞后PWM_A2 180°，PWM_B1周期超前或滞后PWM_B2180°，PWM_C1 周期超前或滞后 PWM_C2 180°。参照图6，对A相电流交错效果的示意图。以A相为例当第一 Vienna变换器的A相开关Q1、Q2导通时，电感LI电流上升，Q1、Q2关断时，电感LI电流下降。由于第二 Vienna变换器与第一 Vienna变换器周期交错180°。第二 Vienna变换器的A相开关Q7、Q8的PWM波超前或滞后开关Q1、Q2的PWM波180度。使得电感电流ILl上升时，电感电流IL4下降。电感电流ILl下降时，电感电流IL4上升。则A相总输入电流波动就大大减小，B、C相同样如此。总输入电流波动降低，同样对滤波器体积的减小和设计大有好处。实施例二
参照图7，本实施例与实施例一的不同之处在于所述双向开关是由一个整流桥和一个开关管组成，所述整流桥与开关管的输出是并联的。其余结构和功能均与实施例一相同。实施例三
参照图8,本实施例与实施例一的不同之处在于所述双向开关是由一个整流桥和一个开关管组成，所述整流桥与开关管的输出是并联的。而且不是电感与双向开关的中间节点连接在串联的两二极管之间的中间节点上，而是将所述双向开关的开关管的两端连接在串·联的两二极管之间。其余结构和功能均与实施例一相同。
权利要求
1.交错并联三相PFC电路，其特征在于其由两个Vienna变换器组成，所述Vienna变换器是三相三开关三电平PFC结构，第一 Vienna变换器的三相输入分别连接第二 Vienna变换器的三相输入，第一 Vienna变换器的三电平输出分别连接第二 Vienna变换器的三电平输出，所述第一 Vienna变换器和第二 Vienna变换器均包括三个双向开关，所述双向开关均由独立的电感的电流大小控制开通和关断，所述第一 Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间相同，所述第二 Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间相同，所述第一 Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间超前或滞后所述第二 Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间半个周期时间。
2.根据权利要求I所述的交错并联三相PFC电路，其特征在于所述第一Vienna变换器的电路包括第一双向开关、第二双向开关、第三双向开关以及由第一电容、第二电容串联后组成的输出电容，所述输出电容的两端上并联有由第一二极管和第二二极管的串联电路、由第三二极管和第四二极管的串联电路、以及由第五二极管和第六二极管的串联电路；所述第一双向开关与第一电感串联，所述第一电感的另一端与电源的A相连接，所述第二双向开关与第二电感串联，所述第二电感的另一端与电源的B相连接，所述第三双向开关与第三电感串联，所述第三电感的另一端与电源的C相连接，所述第一双向开关、第二双向开关和第三双向开关的另一端均连接于所述第一电容和第二电容之间的中间节点上；所述第一电感和所述第一双向开关之间的中间节点连接于所述第一二极管和所述第二二极管之间的中间节点上，所述第二电感和所述第二双向开关之间的中间节点连接于所述第三二极管和所述第四二极管之间的中间节点上；所述第三电感和所述第三双向开关之间的中间节点连接于所述第五二极管和所述第六二极管之间的中间节点上。
3.根据权利要求I所述的交错并联三相PFC电路，其特征在于所述第二Vienna变换器的电路包括第四双向开关、第五双向开关、第六双向开关以及由第三电容、第四电容串联后组成的输出电容，所述输出电容的两端上并联有由第七二极管和第八二极管的串联电路、由第九二极管和第十二极管的串联电路、以及由第十一二极管和第十二二极管的串联电路；所述第四双向开关与第四电感串联，所述第四电感的另一端与电源的A相连接，所述第五双向开关与第五电感串联，所述第五电感的另一端与电源的B相连接，所述第六双向开关与第六电感串联，所述第六电感的另一端与电源的C相连接，所述第四双向开关、第五双向开关和第六双向开关的另一端均连接于所述第三电容和第四电容之间的中间节点上；所述第四电感和所述第四双向开关之间的中间节点连接于所述第七二极管和所述第八二极管之间的中间节点上，所述第五电感和所述第五双向开关之间的中间节点连接于所述第九二极管和所述第十二极管之间的中间节点上；所述第六电感和所述第六双向开关之间的中间节点连接于所述第十一二极管和所述第十二二极管之间的中间节点上。
4.根据权利要求广3之一所述的交错并联三相PFC电路，其特征在于所述双向开关是由两个开关管反向串联组成，所述开关管上并联有二极管，所述二极管是寄生二极管或复合二极管。
5.根据权利要求广3之一所述的交错并联三相PFC电路，其特征在于所述双向开关是由一个整流桥和一个开关管组成，所述整流桥与开关管的输出是并联的。
6.根据权利要求4所述的交错并联三相PFC电路，其特征在于所述开关管是MOS管或是IGBT。
7.根据权利要求5所述的交错并联三相PFC电路，其特征在于所述开关管是MOS管或是IGBT。
8.根据权利要求广3之一所述的交错并联三相PFC电路，其特征在于所述第一Vienna变换器的A相驱动信号与第二 Vienna变换器的A相驱动信号同频率同幅值、占空比各自独立、相位错开180° ;第一 Vienna变换器的B相驱动信号与第二 Vienna变换器的B相驱动信号同频率同幅值、占空比各自独立、相位错开180° ;第一 Vienna变换器的C相驱动信号与第二 Vienna变换器的C相驱动信号同频率同幅值、占空比各自独立、相位错开180。。
全文摘要
交错并联三相PFC电路，其由两个Vienna变换器组成，所述Vienna变换器是三相三开关三电平PFC结构，第一Vienna变换器的三相输入分别连接第二Vienna变换器的三相输入，第一Vienna变换器的三电平输出分别连接第二Vienna变换器的三电平输出，所述第一Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间相同，所述第二Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间相同，所述第一Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间超前或滞后所述第二Vienna变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间半个周期时间。
文档编号H02M1/12GK102739033SQ20121021328
公开日2012年10月17日 申请日期2012年6月23日 优先权日2012年6月23日
发明者孙涛, 郭卫农 申请人:杭州中恒电气股份有限公司