移相全桥同步整流电路的双环控制电路的制作方法
【专利摘要】本发明公开了一种移相全桥同步整流电路的双环控制电路，输入信号为一路移相全桥同步整流电路输出电压信号和两路母线电流采样信号，电流环中的反馈电流为两路母线采样电流的平均值，经电压环和电流环的PI计算分别得到电压环移相值和电流环移相值，取其中较小一个作为磁偏控制的基准移相值；设置一个磁偏状态控制模块，根据两路母线电流采样信号，输出正向偏置修正值ΔAD和负向偏置修正值ΔBC；将基准移相值分别与ΔAD和ΔBC做差后，得到最终输出的PWM信号的两个移相值，分别调整PWM信号正负半周传递能量期间的移相值，使正负半周期间的伏秒积相同，补偿了主变压器两端电压的不同，达到控制磁偏的目的，并且在硬件电路上改动小，便于实施。
【专利说明】移相全桥同步整流电路的双环控制电路
【技术领域】
[0001]本发明涉及汽车电子直流电源转换器(DC/DC转换器)，特别涉及一种移相全桥同步整流电路的双环控制电路。
【背景技术】
[0002]近年来，随着微处理器(MCU)技术的发展，开关电源的控制部分逐渐向数字化方向发展。传统的模拟控制式开关电源的控制系统，使用误差放大器、锯齿波发生器及PWM (脉冲宽度调制)比较器来调整开关电源的输出电压，控制系统存在结构复杂、元器件多、成型后较难修改等缺点。数字控制式开关电源的控制系统，使用AD (模数)转换器、数字补偿器以及数字PWM发生器来调整开关电源的输出电压，具有外围电路简单、元器件较少、控制算法灵活多变等优点。
[0003]数字控制式开关电源的控制系统，一般有电压型调节控制和平均电流型调节控制两种类型。电压型调节控制型的控制系统，是一种单环调节系统，选取开关电源的输出电压作为反馈信号进行PI (比例积分)调节。平均电流型调节控制型的控制系统，是一种双环调节系统，一般选取电感电流作为反馈信号，而电压环的PI调节的输出作为电流环PI调节器的参考输入，平均电流型调节控制型的控制系统提高了电流的控制精度，且抗干扰强，但是对于负载变化响应速度较慢。
[0004]对于移相全桥同步整流电路来说，无论是电压型调节控制型还是电流型调节控制型的控制系统都存在着一个缺陷，即不能消除磁偏现象，原因就是这两种控制电路在一个开关周期中传输能量的两个阶段产生的移相值相同。
[0005]移相全桥同步整流电路，主电路包括全桥逆变电路、变压器、整流电路。其工作方式为高压直流经全桥逆变电路转换为高压方波交流，高压方波交流通过变压器转换为低压方波交流，低压方波交流经整流`电路转换为PWM直流方波，最后经LC滤波电路消除高频分量而获得纹波很小的平稳直流电压。检测电路采集电压和电流的信号给MCU，MCU根据参考量和反馈量计算移相值并产生相应的PWM信号给全桥逆变电路的开关管(如Mosfet)和整流电路的开关管(如Mosfet)。
[0006]现有的移相全桥同步整流电路的双环控制电路如图1、图2所示，输入信号为一路输出电压信号和一路母线电流信号，参考量为输出目标电压和母线限值电流，分别进行电压环和电流环的PI计算并得到电压环输出移相值UPsft和电流环输出移相值IPsft，从中选择较小的一个移相值作Psft作为产生PWM信号的基准。
[0007]现有的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，作用到移相全桥同步整流电路的全桥逆变电路的移相值只有一个，即一个开关周期中，正负半周的传输能量的时间相同。根据磁感应强度的公式:
[0008]B = ^μL?
NS
[0009]式中，μ为加载在主变压器两端的电压，N为主变压器的匝数，S为主变压器的横截面。
[0010]当加载在主变压器两端的电压不同时，磁感应强度的上升斜率也会不同，如果此时保持正负半周的移相值相同，则会导致磁感应强度朝着电压较大一侧偏置，严重时导致变压器磁饱和，使得变压器失去传递能量的功能，如图3所示。
【发明内容】
[0011]本发明要解决的技术问题是提供一种移相全桥同步整流电路的双环控制电路，能控制磁偏，并且在硬件电路上改动小，便于实施。
[0012]为解决上述技术问题，本发明提供的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，包括一电流米样模块、一微处理器；
[0013]所述电流采样模块，用于检测移相全桥同步整流电路的母线电流，并对移相全桥同步整流电路的母线电流，按照所述微处理器输出的PWM信号的频率在第一相位进行采样得到第一电流采样值，按照所述微处理器输出的PWM信号的频率在第二相位进行采样得到第二电流采样值，第一相位同第二相位相差180度，并输出第一电流采样值、第二电流采样值到所述微处理器；
[0014]所述微处理器，包括磁偏状态控制模块、第一减法器、第二减法器、第一 PI调节器、第一 PI调节器、第一比较输出模块、第三减法器、第四减法器；
[0015]所述磁偏状态控制模块，用于根据第一电流采样值、第二电流采样值，计算输出正向偏置修正值AAD、负向偏置修正值ABC;
[0016]所述第一减法器，两输入端分别接电压参考值Vr、移相全桥同步整流电路输出电压采样值Vc，输出Vr-Vc到所述第一 PI调节器；
[0017]所述第一 PI调节器，将所述第一减法器输出的Vr-Vc进行比例积分，输出电压环移相值；
[0018]所述第二减法器，两输入端分别接电流参考值Ir、同一采样周期的第一电流采样值及第二电流采样值的电流均值Ia，输出Ir-1a到所述第二 PI调节器；
[0019]所述第二 PI调节器，将所述第二减法器输出的Ir-1a进行比例积分，输出电流环移相值；
[0020]所述第一比较输出模块，两输入端分别输入电压环移相值、电流环移相值，输出全幅移相值，全幅移相值为电压环移相值、电流环移相值中的较小者；
[0021]所述第三减法器，两输入端分别接正向偏置修正值ΛAD、基准移相值BPsft，输出第一移相值Psftl,Psftl=BPsft-ΛAD ;所述基准移相值，为所述第一比较输出模块输出的全幅移相值；
[0022]所述第四减法器，两输入端分别接负向偏置修正值Λ BC、基准移相值BPsft，输出第二移相值Psft2，Psft2=BPsft-ABC ;所述基准移相值，为所述第一比较输出模块输出的全幅移相值；
[0023]所述第一移相值Psftl，用于控制PWM信号正半周的移相值；
[0024]所述第二移相值Psft2，用于控制PWM信号负半周的移相值。
[0025]较佳的，所述磁偏状态控制模块，根据第一电流采样值、第二电流采样值计算正向偏置修正值AAD、负向偏置修正值ABC的过程为:[0026]-.AAD0=O, ABC0=O, Λ ADtl为正向偏置修正值初值，Λ BCtl为负向偏置修正值初值;η初值为I ;
[0027]二.如果Iln≤Ι2η，并且(Iln_I2n)/F>a，则进行步骤三；如果Iln〈I2n，并且(I2n-1ln)/F>a,则进行步骤八；Iln为第η个采样周期的第一电流采样值，Ι2η为第η个采样周期的第二电流采样值，a为正数，F是基准电流；
[0028]三.如果AADlri > O且Λ BClri=O,则进行步骤四；如果AADlri=O且Λ BClriX),则进行步骤五；AADlri为第η-l个正向偏置修正值，ABClri为第n_l个负向偏置修正值；
[0029]四.如果AADn-Jltick ( Br,则 Δ ADn= Δ AD^+1 tick, Δ BCn=O,否则AADn=AADn_1； ABCn=O, Br为最大偏置修正值，tick为微处理器的一个时钟周期；进行步骤十三；
[0030]五.如果ABCn_「ltick≤O,则进行步骤六；如果ABCn_rltick<0,则进行步骤七；
[0031]六.AADn=O, ABCn=ABClr1-1tick ;进行步骤十三；
[0032]七.Λ ADn= Δ AD^+ltick, Δ BCn=O ;进行步骤十三；
[0033]八.如果Λ ADlri=O且Λ BClri ^ 0，则进行步骤九；如果Λ ADlriX)且Λ BClri=O,则进行步骤十；
[0034]九.如果ABCn+ltick ( Br,则 ABCn=ABCn^ltick, AADn=O,否则ABCn=ABCn_1； AADn=O ; 进行步骤十三；
[0035]十.如果AADlr1-1tick≤O,则进行步骤^--;如果Δ ADn_「ltick〈0,则进行步骤
十二 ;
[0036]^^一.Δ ADn= Δ ADlrf-1tick, Δ BCn=O ;进行步骤十三；
[0037]十二.AADn=O, ABCn=ABCn-^ltick ;进行步骤十三；
[0038]十三.η自增I，进行步骤二。
[0039]较佳的，所述微处理器，还包括第二比较输出模块；
[0040]所述第二比较输出模块,一输入端接设定最小移相值，一输入端接所述第一比较输出模块输出的全幅移相值，输出限幅移相值；如果全幅移相值大于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于全幅移相值；如果全幅移相值小于等于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于设定最小移相值；所述设定最小移相值，大于所述最大偏置修正值Br ；
[0041]所述第三减法器，两输入端分别接正向偏置修正值ΛAD、基准移相值BPsft，输出第一移相值Psftl,Psftl=BPsft-ΛAD ;所述基准移相值，为所述第二比较输出模块输出的限幅移相值；
[0042]所述第四减法器，两输入端分别接负向偏置修正值Λ BC、基准移相值BPsft，输出第二移相值Psft2，Psft2=BPsft-ABC ;所述基准移相值，为所述第二比较输出模块输出的限幅移相值。
[0043]较佳的,所述第二比较输出模块,一输入端接设定最小移相值，一输入端接设定最大移相值，一输入端接所述第一比较输出模块输出的全幅移相值，输出限幅移相值；如果全幅移相值大于设定最小移相值并且小于设定最大移相值，则输出的限幅移相值等于全幅移相值；如果全幅移相值小于等于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于设定最小移相值；如果全幅移相值大于等于设定最大移相值，则输出的限幅移相值等于设定最大移相值；所述设定最大移相值，大于所述设定最小移相值并且小于所述微处理器输出的PWM信号的周期的一半。
[0044]本发明的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，输入信号为一路移相全桥同步整流电路输出电压信号和两路母线电流采样信号，参考量为输出目标电压Vr和母线限值电流Ir，电流环中的反馈电流为两路母线采样电流的平均值，经电压环和电流环的PI(比例积分)计算分别得到电压环移相值UPsft和电流环移相值IPsft，取其中较小一个作为磁偏控制的基准移相值BPsft;设置一个磁偏状态控制模块，输入量为两路母线电流采样信号II，12，输出量为正向偏置修正值AAD和负向偏置修正值ΛBC;将基准移相值BPsft分别与AAD和ABC做差后，得到最终输出的PWM信号的两个移相值Psftl，Psft2，第一移相值Psftl控制移相全桥同步整流电路的全桥逆变电路的第一桥臂的上桥臂开关管和第二桥臂的下桥臂开关管的导通重叠时间；第二移相值Psft2控制控制移相全桥同步整流电路的全桥逆变电路的第二桥臂的上桥臂开关管和第一桥臂的下桥臂开关管的导通重叠时间。本发明的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，通过调整PWM信号正负半周传递能量期间的移相值(导通时间)，使正负半周期间的伏秒积(电压X导通时间)相同，补偿了主变压器两端电压的不同，达到控制磁偏的目的，并且在硬件电路上改动小，便于实施。
【专利附图】
【附图说明】
[0045]为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面对本发明所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0046]图1是现有移相全桥同步整流电路的双环控制电路的电流、电压采样示意图；
[0047]图2是现有移相全桥同步整流电路的双环控制电路的工作原理示意图；
[0048]图3是现有移相全桥同步整流电路的双环控制电路的磁感应强度变化示意图；
[0049]图4是本发明的移相全桥同步整流电路的双环控制电路一实施例不意图；
[0050]图5是本发明的移相全桥同步整流电路的双环控制电路一实施例中的微处理器结构示意图；
[0051]图6是本发明的移相全桥同步整流电路的双环控制电路一实施例的磁感应强度变化效果图；
[0052]图7是本发明的移相全桥同步整流电路的双环控制电路另一实施例中的微处理器结构示意图。
【具体实施方式】
[0053]下面将结合附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
[0054]实施例一
[0055]移相全桥同步整流电路的双环控制电路，如图4所示，包括一电流采样模块、一微处理器；[0056]所述电流采样模块，用于检测移相全桥同步整流电路的母线电流，并对移相全桥同步整流电路的母线电流，按照所述微处理器输出的PWM信号的频率在第一相位进行采样得到第一电流采样值II，按照所述微处理器输出的PWM信号的频率在第二相位进行采样得到第二电流米样值12,第一相位同第二相位相差180度,并输出第一电流米样值I1、第二电流采样值12到所述微处理器；
[0057]所述微处理器，如图5所示，包括磁偏状态控制模块、第一减法器、第二减法器、第一 PI调节器、第一 PI调节器、第一比较输出模块、第三减法器、第四减法器；
[0058]所述磁偏状态控制模块，用于根据第一电流采样值I1、第二电流采样值12，计算输出正向偏置修正值AAD、负向偏置修正值ABC;
[0059]所述第一减法器，两输入端分别接电压参考值Vr、移相全桥同步整流电路输出电压采样值Vc，输出Vr-Vc到所述第一 PI调节器；
[0060]所述第一 PI调节器，将所述第一减法器输出的Vr-Vc进行比例积分，输出电压环移相值UPsft ；
[0061]所述第二减法器，两输入端分别接电流参考值Ir、同一采样周期的第一电流采样值及第二电流采样值的电流均值Ia，Ian= (I2n+Iln) /2, Iln为第η个采样周期的第一电流采样值，Ι2η为第η个采样周期的第二电流采样值，Ian为第η个采样周期的电流均值，输出Ir-1a到所述第二 PI调节器；
[0062]所述第二 PI调节器 ，将所述第二减法器输出的Ir-1a进行比例积分，输出电流环移相值IPsft ；
[0063]所述第一比较输出模块，两输入端分别输入电压环移相值UPsft、电流环移相值IPsft，输出全幅移相值，全幅移相值为电压环移相值UPsft、电流环移相值IPsft中的较小者；
[0064]所述第三减法器，两输入端分别接正向偏置修正值八么0、基准移相值8?8代，输出第一移相值Psftl，Psftl=BPsft-AAD ;所述基准移相值BPsft，为所述第一比较输出模块输出的全幅移相值；
[0065]所述第四减法器，两输入端分别接负向偏置修正值八8(:、基准移相值8?8代，输出第二移相值Psft2，Psft2=BPsft-ABC ;所述基准移相值BPsft，为所述第一比较输出模块输出的全幅移相值；
[0066]所述第一移相值Psftl,用于控制PWM信号正半周的移相值,从而控制移相全桥同步整流电路的全桥逆变电路的第一桥臂的上桥臂开关管(图1中A)和第二桥臂的下桥臂开关管(图1中D)的导通重叠时间；
[0067]所述第二移相值Psft2，用于控制PWM信号负半周的移相值，从而控制移相全桥同步整流电路的全桥逆变电路的第二桥臂的上桥臂开关管(图1中B)和第一桥臂的下桥臂开关管(图1中C)的导通重叠时间。
[0068]实施例一的移相全桥同步整流电路的双环控制电路,输入信号为一路移相全桥同步整流电路输出电压信号和两路母线电流采样信号，参考量为输出目标电压Vr和母线限值电流Ir，电流环中的反馈电流为两路母线采样电流的平均值，经电压环和电流环的PI(t匕例积分)计算分别得到电压环移相值UPsft和电流环移相值IPsft，取其中较小一个作为磁偏控制的基准移相值BPsft ;设置一个磁偏状态控制模块，输入量为两路母线电流采样信号II，12，输出量为正向偏置修正值Λ AD和负向偏置修正值ΛBC;将基准移相值BPsft分别与AAD和ABC做差后，得到最终输出的PWM信号的两个移相值Psftl，Psft2，第一移相值Psftl控制移相全桥同步整流电路的全桥逆变电路的第一桥臂的上桥臂开关管(图1中A)和第二桥臂的下桥臂开关管(图1中D)的导通重叠时间；第二移相值Psft2控制控制移相全桥同步整流电路的全桥逆变电路的第二桥臂的上桥臂开关管(图1中B)和第一桥臂的下桥臂开关管(图1中C)的导通重叠时间。实施例一的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，有两个采样通道用于母线电流采样，分别采样得到PWM信号正负半周的母线电流峰值II，12，当加载在主变压器两端的电压不同时会导致两路母线电流采样信号大小不一致，如11〈12，此时通过磁偏状态控制模块计算得到AAD=O而ABC为某一阀值，将基准移相值BPsft与AAD和ABC做差后得到Psftl>Psft2，得到磁感应强度变化的效果如图6所示，通过调整PWM信号正负半周传递能量期间的移相值(导通时间)，使正负半周期间的伏秒积(电压X导通时间)相同，补偿了主变压器两端电压的不同，达到控制磁偏的目的，并且在硬件电路上改动小，便于实施。
[0069]实施例二
[0070]基于实施例一的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，所述磁偏状态控制模块，根据第一电流采样值I1、第二电流采样值12计算正向偏置修正值AAD、负向偏置修正值ABC的过程为:
[0071]一.AAD0=O, ABC0=O, Λ ADtl为正向偏置修正值初值，Λ BCtl为负向偏置修正值初值;η初值为I ;
[0072]二.如果Iln≤Ι2η，并且(Iln_I2n)/F>a，则进行步骤三；如果Iln〈I2n，并且(I2n-1ln)/F>a,则进行步骤八；Iln为第η个采样周期的第一电流采样值，Ι2η为第η个采样周期的第二电流采样值，a为正数，较佳的a为小于10%的正数(例如a=5%)，F是基准电流(例如，F=IA)；
[0073]三.如果AADlri > O且Λ BClri=O,则进行步骤四；如果AADlri=O且Λ BClriX),则进行步骤五；AADlri为第η-1个正向偏置修正值，ABClri为第n_l个负向偏置修正值；
[0074]四.如果AADn-Jltick ( Br,则 Δ ADn= Δ AD^+1 tick, Δ BCn=O,否则AADn=AADn_1； ABCn=O, Br为最大偏置修正值，tick为微处理器的一个时钟周期；进行步骤十三；
[0075]五.如果ABCn_「ltick≤O,则进行步骤六；如果ABClrf-1ticKO,则进行步骤七；
[0076]六.AADn=O, ABCn=ABClr1-1tick ;进行步骤十三；
[0077]七.Λ ADn= Δ AD^+ltick, Δ BCn=O ;进行步骤十三；
[0078]A.如果Δ ADlri=O且Δ BClri ^ 0，则进行步骤九；如果Δ ADlriX)且Δ BClri=O,则进行步骤十；
[0079]九.如果ABCn+ltick ( Br,则 ABCn=ABCn^ltick, AADn=O,否则ABCn=ABCn_1； AADn=O ;进行步骤十三；
[0080]十.如果AADlr1-1tick≤O,则进行步骤^--;如果Δ ADn_「ltick〈0,则进行步骤
十二 ;
[0081]^^一.Λ ADn= AADn_「ltick，Δ BCn=O ;进行步骤十三；[0082]十二.AADn=O, ABCn=ABCn-^ltick ;进行步骤十三；
[0083]十三.η自增I，进行步骤二。
[0084]实施例二的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，磁偏状态控制模块根据第一电流采样值I1、第二电流采样值12计算正向偏置修正值AAD、负向偏置修正值ABC，并保证正向偏置修正值Λ AD、负向偏置修正值Λ BC不超过最大偏置修正值Br。
[0085]实施例三
[0086]基于实施例二的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，所述微处理器，如图7所示，还包括第二比较输出模块；
[0087]所述第二比较输出模块,一输入端接设定最小移相值，一输入端接所述第一比较输出模块输出的全幅移相值，输出限幅移相值；如果全幅移相值大于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于全幅移相值；如果全幅移相值小于等于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于设定最小移相值；所述设定最小移相值，大于所述最大偏置修正值Br ；
[0088]所述第三减法器，两输入端分别接正向偏置修正值八么0、基准移相值8?8代，输出第一移相值Psftl,Psftl=BPsft-ΛAD ;所述基准移相值，为所述第二比较输出模块输出的限幅移相值；
[0089]所述第四减法器，两输入端分别接负向偏置修正值八8(:、基准移相值8?8代，输出第二移相值Psft2，Psft2=BPsft-ABC ;所述基准移相值，为所述第二比较输出模块输出的限幅移相值。
[0090]较佳的,所述第二比较输出模块,一输入端接设定最小移相值，一输入端接设定最大移相值，一输入端接所述第一比较输出模块输出的全幅移相值，输出限幅移相值；如果全幅移相值大于设定最小移相值并且小于设定最大移相值，则输出的限幅移相值等于全幅移相值；如果全幅移相值小于等于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于设定最小移相值；如果全幅移相值大于等于设定最大移相值，则输出的限幅移相值等于设定最大移相值；所述设定最大移相值，大于所述设定最小移相值并且小于所述微处理器输出的PWM信号的周期的一半。
[0091]实施例三的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，使基准移相值限定在一定幅度内，从而能更稳定地调整PWM信号正负半周传递能量期间的移相值。
[0092]以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。
【权利要求】
1.一种移相全桥同步整流电路的双环控制电路，包括一电流采样模块、一微处理器；其特征在于， 所述电流采样模块，用于检测移相全桥同步整流电路的母线电流，并对移相全桥同步整流电路的母线电流，按照所述微处理器输出的PWM信号的频率在第一相位进行采样得到第一电流采样值，按照所述微处理器输出的PWM信号的频率在第二相位进行采样得到第二电流采样值，第一相位同第二相位相差180度，并输出第一电流采样值、第二电流采样值到所述微处理器； 所述微处理器，包括磁偏状态控制模块、第一减法器、第二减法器、第一 PI调节器、第一 PI调节器、第一比较输出模块、第三减法器、第四减法器； 所述磁偏状态控制模块，用于根据第一电流采样值、第二电流采样值，计算输出正向偏置修正值AAD、负向偏置修正值ABC; 所述第一减法器，两输入端分别接电压参考值Vr、移相全桥同步整流电路输出电压采样值Vc，输出Vr-Vc到所述第一 PI调节器； 所述第一 PI调节器，将所述第一减法器输出的Vr-Vc进行比例积分，输出电压环移相值； 所述第二减法器，两输入端分别接电流参考值Ir、同一采样周期的第一电流采样值及第二电流采样值的电流均值Ia，输出Ir-1a到所述第二 PI调节器； 所述第二 PI调节器，将所述第二减法器输出的Ir-1a进行比例积分，输出电流环移相值； 所述第一比较输出模块，两输入端分别输入电压环移相值、电流环移相值，输出全幅移相值，全幅移相值为电压环移相值、电流环移相值中的较小者； 所述第三减法器，两输入端分别接正向偏置修正值八么0、基准移相值8?8代，输出第一移相值Psftl,Psftl=BPsft-Λ AD ;所述基准移相值，为所述第一比较输出模块输出的全幅移相值； 所述第四减法器，两输入端分别接负向偏置修正值Λ BC、基准移相值BPsft，输出第二移相值Psft2，Psft2=BPsft-ABC ;所述基准移相值，为所述第一比较输出模块输出的全幅移相值； 所述第一移相值Psftl，用于控制PWM信号正半周的移相值； 所述第二移相值Psft2，用于控制PWM信号负半周的移相值。
2.根据权利要求1所述的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，其特征在于， 所述磁偏状态控制模块，根据第一电流采样值、第二电流采样值计算正向偏置修正值Λ AD、负向偏置修正值ABC的过程为:
AAD0=O, ABC0=O, AADtl为正向偏置修正值初值，Λ BCtl为负向偏置修正值初值；η初值为I ; 二.如果IlnS Ι2η，并且(Iln-12n)/F>a，则进行步骤三；如果Iln〈I2n，并且(Ι2η_Ι1η)/F>a,则进行步骤八；I In为第η个采样周期的第一电流采样值，Ι2η为第η个采样周期的第二电流采样值，a为正数，F是基准电流； 三.如果AADlri≥O且Λ BClri=O,则进行步骤四；如果AADlri=O且Λ BClriX),则进行步骤五；AADlri为第η-l个正向偏置修正值，ABClri为第n_l个负向偏置修正值；四.如果 AAD^+ltick ^ Br,则 Δ ADn= Δ AD^+ltick, ΔBCn=O,否则 AADn=A ADn^1,ABCn=O, Br为最大偏置修正值，tick为微处理器的一个时钟周期；进行步骤十三； 五.如果ABClr1-1tick≥0，则进行步骤六；如果ABCn_「ltick〈0，则进行步骤七； 六.AADn=O, ABCn=ABCn_「ltick ;进行步骤十三； 七.AADn=AADnJltick, Δ BCn=O ;进行步骤十三； 八.如果AADlri=O且ABClri ^ 0，则进行步骤九；如果AADlriX)且Λ BClri=O,则进行步骤十； 九.如果 ABCn+ltick≤ Br，则 ABCn=ABCn^ltick, AADn=O,否则 ABCn=ABClri,AADn=O ;进行步骤十三； 十.如果AADn_「ltick≥O,则进行步骤十一 ；如果AADlr1-1ticKO,则进行步骤十二 ; 十一.Λ ADn= AADn_「ltick，Δ BCn=O ;进行步骤十三； 十二.AADn=O, ABCn=ABCn-^ltick ;进行步骤十三； 十三.η自增1，进行步骤二。
3.根据权利要求2所述的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，其特征在于， 所述微处理器，还包括第二比较输出模块； 所述第二比较输出模块，一输入端接设定最小移相值，一输入端接所述第一比较输出模块输出的全幅移相值，输出限幅移相值；如果全幅移相值大于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于全幅移相值；如果全幅移相值小于等于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于设定最小移相值；所述设定最小移相值，大于所述最大偏置修正值Br ； 所述第三减法器，两输入端分别接正向偏置修正值Λ AD、基准移相值BPsft，输出第一移相值Psftl ,Psftl=BPsft-Λ AD ;所述基准移相值，为所述第二比较输出模块输出的限幅移相值； 所述第四减法器，两输入端分别接负向偏置修正值ΛBC、基准移相值BPsft，输出第二移相值Psft2，Psft2=BPsft-ABC ;所述基准移相值，为所述第二比较输出模块输出的限幅移相值。
4.根据权利要求3所述的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，其特征在于， 所述第二比较输出模块，一输入端接设定最小移相值，一输入端接设定最大移相值，一输入端接所述第一比较输出模块输出的全幅移相值，输出限幅移相值；如果全幅移相值大于设定最小移相值并且小于设定最大移相值，则输出的限幅移相值等于全幅移相值；如果全幅移相值小于等于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于设定最小移相值；如果全幅移相值大于等于设定最大移相值，则输出的限幅移相值等于设定最大移相值；所述设定最大移相值，大于所述设定最小移相值并且小于所述微处理器输出的PWM信号的周期的一半。
5.根据权利要求4所述的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，其特征在于， a为小于10%的正数。
6.根据权利要求5所述的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，其特征在于， a=5% ；
F=IA0
【文档编号】H02M3/335GK103856062SQ201410067668
【公开日】2014年6月11日 申请日期:2014年2月26日 优先权日:2014年2月26日
【发明者】陈磊敏, 郑海涛, 张东海 申请人:联合汽车电子有限公司