专利名称：低压直流电源的制作方法
技术领域：
本发明与一种从较高的直流电压源获得低压直流电源的设备有关。
获得用于各种电子电路的低压直流电源的标准方法是将交流电源电压在变压器中变压，得到低压交流电，然后整流。当需要的电流和功率比较大时，这种解决问题的方法有其缺点，在这种情况下，就需要从必要的集中供电单元引出大面积的导体，于是随着功耗的增加，效率一般是很低的，所引起的损耗必须通过冷却去除。
本发明的总的目的是得到一种低压直流电源，它的体积足够小，以便靠近负载安放，这样避免了使用长的大面积的导体。
本发明的另一个目的是得到一种低压直流电源，它允许电流的高频冲击，而对主电路不会产生干扰。
本发明的第三个目的是得到一种低损耗的低压直流电源。
根据本发明，所述的及其它的目的和优点可以通过一种具有较高的直流电压输入和低压直流输出的低压直流电源得到，它包括一组变压单元，每个所说的单元都有与每个所说的直流输入和输出相连的端子，每个所说的单元都包括一个变压器铁芯，其原边绕组与所说的直流输入电压相连，其副边绕组与所说的直流输出电压相连，并且还包括一个连接网络，该网络包括可控开关装置，用于将所说的直流输入电压在一个时钟脉冲序列的控制下，以变换极性的方式切换到所说的原边绕组，以及将所说的直流输出电压在同一个时钟脉冲序列的控制下，以变换极性的方式切换到所说的副边绕组，所说的一组变压单元共同受到控制，以便进行切换，在某一个时刻，当一个变压器单元正在进行切换时，至少另一个变压单元不进行切换。
根据一个最佳实施例，对单元组的每一个来说，都有一个包括四个可控开关的原边电桥和至少一个副边电桥，该日副边电桥也包括四个可控开关。
在一个典型的实例中，这样的电源可以从300V直流电压源得到，并输出5V直流电压。如果在输出端有一个快速的冲击电流，那么在输入端也会感受到相似的冲击。该冲击能有效地被300V输入端的电容器和/或电感器网络吸收，其电容量大约为具有相同的冲击衰减效果但连接在设备输出端的电容器容量的3600分之一。此外，在所要求的大电容量的情况下，考虑到必然存在于低压且容量极大的电容器中的串联电感量，很难获得同样的衰减效果。
根据一个最佳实施例，两个变压单元构成一个共同的部件，具有铁氧体磁芯和绕组，开关装置和安装在聚合物薄片上的控制电路，该部件与一个具有适当形式的冷却片相结合。
最好使控制电路不但能处理低载情况，还能处理过载情况。当输入/输出和各个绕组之间的连接短时间断开时，通过负载的输入电容或输出端附加的并联电容器，可以基本上保持直流输出电压不变。
虽然对某些应用来说，仅有两个变压单元就足够了，它们错开时间工作，以致于当一个切换时，另一个总是处于运行状态，但是在其它的应用中，变压单元的数目还可以更多，因此任何时候最多只有其中一个切换。于是由于在切换期间一个变压单元不供电而引起的损失将被多个其它的变压单元来弥补。
最好在连接网络中包括一组辅助绕组，用于提供必要的开关控制电源和控制电路电源。为了能开始工作，切换原边绕组的控制电路从直流输入电压得到电源，而切换副边绕组的控制电路所需的电源则全部从辅助绕组得到。于是只需要输入直流电压，全部电源便自给自足。直流输出电压与输入端电流隔开，于是避免了接地电流。
原边绕组和副边绕组的开关在原边一侧可是MOS晶体管。而在副边一侧，由于电流很大，最好是使几个单个的绕组都有它们自己的开关，这些开关并联连接。开关和绕组可以是安装在塑料薄片上的TAB带，该薄片有开口，用于穿过铁氧体芯。
下面结合图示的实施例对本发明进行更详细的描述，这些实施例不应视为是对本发明的限制，而应看作是本发明的特点和优点的精华。
图1是一组共同工作的可切换的变压器中的仅仅一个的简图，还画出了其控制电路。
图2是加在本发明的电源中的一组传感器，以黑框表示。
图3是控制系统的状态图。
图4表示切换间隔的时间分布。
图5表示在两个共同工作的变压器单元的副边绕组上测得的电压。
图6和图7分别表示原边绕组和副边绕组。
图8表示变压器铁芯上的绕组结构。
图9-11表示本发明的实施例，安装在冷却片上，构成一个单独的部件。
图1是一组将如300V直流输入变为5V直流输出的电路中的一个的简图。一个铁氧体变压器芯(未示出)有一原边绕组L1，大约60匝，一副边绕组L2，1匝，和八个辅助绕组AL1至AL8。在原边绕组L1周围形成一个原边电桥，包括电子开关M1至M4，如图所示。在副边绕组L2周围形成一个副边电桥，包括电子开关M5至M8。这是为了使各个开关成对地导通，这样在一种方式下，M1和M4导通，而在相反方式下，M2和M3导通。在第三种方式下，任何一个开关都不导通。在第一种方式期间，在副边电桥中，使M5和M8导通，在第二种方式期间，使M6和M7导通。以达此目的为条件，在导通阶段，副边电桥输出会是5V直流电压。在切换时，至少有另一个类似装置(未示出)会提供5V直流电。
图1所示电桥中的其余部件参与了所述的使该单元切换的工作。分别由MOS开关T1至T4和T5至T8组成的触发器电桥各自触发开关。首先提到的触发器电桥从一分压器D处获得起动能量，给存储电容C13充电，该分压器可具有很高的阻抗，如300Mohm/1nF，并且在供电阶段时，为10Mohm/30nG。因此，一旦输入了300V直流电压，原边触发器电桥就会通过分别在T1+T4和T2+T3的脉冲而触发。一旦使其导通，原边电桥会在副边绕组L2和辅助绕组AL5至AL8上产生电压，它们按极性排列，以提高各自的开关能力。
电子开关M1至M8为CMOS晶体管，奇数号码为P沟道，偶数号码为n沟道。
根据本发明的一个直流电源包括两个或两个以上这样的变压器/电桥对或转换器，它们一同工作。在举例的实施例中，用了两个。
这样，两个并联的转换器中的另一个包括两个电桥，在变压器的原边和副边各有一个电桥。
每一个电桥构成一个双稳态触发器。每个触发器可处于关断、正或负方式。在关断方式中，所有晶体管具有零栅极-源极电压。在正方式中，电桥导通，在变压器上形成一正电压。在负方式中，该电压为负。在这两种方式中，n沟道和P沟道晶体管都各自只有一个导通。
每一电桥由靠近正线的两个P沟道晶体管M1、M3，M5、M7，两个靠近地线的n沟道晶体管M2、M4、M6、M8和一个变压器组成。变压器包括一个主电源原边绕组和一个副边绕组。还有四个辅助绕组，用作每个触发器的反馈。
辅助绕组AL1至AL8形成中心抽头式绕组，其中中心接点分别与正线、地线连接。形成绕组极性，以便像CMOS反馈那样工作。至少在原边电桥上，由低阻值的电阻器R1至R4将辅助绕组串联起来。
因为栅极是由一个变压器上的绕组来控制的，所以触发器具有在不受控制时进入关断状态的特性。栅极电荷是由变压器提供的。
原边电桥在正线与负线之间的有一个300V的额定电压。栅极-源极电压为-5V、0V或+5V。额定电流为0.2A。为了控制栅极，电桥每条臂中的栅极由电容器连接。每一边有自己的控制信号。该信号与加在变压器上的输出信号具有同样的波形。
漏极与栅极之间的电容、晶体管、栅极驱动器的输入电阻构成一个积分器。为了能控制触发器，又不会发生开关损耗，驱动器的阻抗必须低，以便在转换时期总是把栅极-源极电压保持在低于门槛电压。
副边电桥在正线与负线之间有一个5V的额定电压。栅极-源极电压为-5V、0V、+5V。额定电流12A。它与原边电桥使用同类型的驱动器。
转换器由一状态装置控制，该装置为图1中的10，有一个来自时钟的输入，该时钟可在250KHz下工作。
振荡器为一个自由振荡环形振荡器。频率相位锁定至一外部模拟时钟。振荡器的输出被延时大约0.1至0.3周期，并发出。
通过将所有振荡器放置成一个环形，其中一个振荡器输出给相位锁定基准输入，所有的振荡器使用相同的频率并被相移。通过此方法，不同电源内的变换可以在一个周期内分布开。这样，可以降低噪音。
振荡器的频率在±30%以内。
该状态装置可由一般的动态D锁存器构成，在本例中，使用30位的。2位用于决定状态(关断、导通、低、过载)，3位用于转换器之一的相位(关断、相位0、相位1、相位2)，1位用于“计数器设置”，27位作为计数器，它可由“计数器设置”位设置成计数220或227，这样就产生了两个不同的过载条件。
如图2所示，电源有若干个传感器，它们用来测量电桥中的电压和电流。它们为带有门槛的一般放大器。需要以下传感器S1＝V控制＞9VS2＝V300＞250V
S3＝V300＞350VS4＝I300＞1.5AS5＝I5＞10μAS6＝V5＞4.5VS7＝T＞70C前三个电压可使用控制单元电源上的静态分压器来测量。后面的作为5V电源母线上的电压梯度来测量。
在副边侧I5和V5传感器被隔开。在两侧之间使用了一个电容差分耦合。一个边沿用来改变传感器的状态。这样，电容信号就直接连接至一个触发器的设置与复位输入。该触发器在供电时复位。
如图1所示，那些传感器输入至控制电路，并根据图3决定状态的转换。
状态装置10虽然没在图1中示出，实际上控制着一组电压变压器，在例子中是两个这样的单元。各个状态和变换见图3，由传感器S1至S7来控制。
控制单元的功能就是状态图中的变换。主要的变换如下1.控制单元电源V控制＜9V或300V电源母线电压V300＜250V时，状态立即转换至(切断，undef)。这是在起动或断电时使用的变换。
2.在导通状态下，300V电源母线电流I300＞1.5A或转换器温度temp＞80K时，状态立即转换至(过载0，计数器)。这是过载检测变换。
外部变换由振荡器时钟同步控制。
3.在关断状态下，当控制单元电源V控制＞9V并且300V电源母线电压V300＞250V时，下一个状态为(on pho off，0)该变换是在断电后起动转换器。
4.在导通状态下，当输出电流I5＜10μA时，下一个状态为(低，计数器)。该变换是用来在电流很小时切断转换器。给在5V母线上的充电电容器加载。
5.在低状态下，当5V电源母线电压V5＜4.5V时，下一个状态为(nl pho off，0)，被充电的电容器放电，并且开始给电容器充电。
6.当状态为((过载220)，0)时，过载状态被关断，变换至状态((on pho off)，0)。
7.当状态为((过载227)，1)时，过载状态被清除。新状态为((on pho off)，1)。
8.当状态为((on ab)，1)时，出错的计数器被清零。下一个状态为((on a b)，0)。
如图5所示，在导通状态下，两个单元在工作，提供各自的电压，从中可以清楚地看到，在任何特定时间，至少有一个单元会提供5V电压。为了更好地理解，在这儿将“打开”时间过分地夸张了。
两个单元的每一个在处于导通状态时，会改变其切换。两个单元各自的相位，称作off、ph0、ph1、ph2、ph3，出现在图5中。一个单元在导通状态下的一个周期包括一系列的相位，ph0、ph1、ph2、ph3、ph0……。
如图5所示，第二个单元滞后大约一个相位，当从关断状态off变为导通状态时起动，单元a从ph0开始，单元b仍处于关断状态off，当单元a变换成ph1时，单元b切换成ph0。很明显，每个单元的切换分别为从ph3至ph0和从ph1至ph2。
在举例的实施例中使用了下列主要的电子元件C10，C11，C12 100nFL9，L10 10μH在每个并联的转换器中使用了下列元件C1，C2，C3，C4 10nFR1，R2，R3，R4 1ohmM1，M3 pmosM2，M4 nmosM5，M7 pmos，专用M6，M8 nmos，专用K1 晶体管，专用这些分立元件为表面安装片状电容、片状电感器和印刷电阻器。所有布线均在一个瓷基片上。
控制单元为一单独的集成电路。它用10V逻辑。转换器副边电桥和输出端的传感器置于一个集成电路中。原边电桥由四个单独的标准元件构成。
在每个转换器中，有一个具有非常特殊设计的变压器。
原边电桥使用高压P沟道和N沟道MOS功率晶体管。导通电阻大约5oh ms。晶体管由栅极和源极之间的-5V、0V、+5V的电压来控制。要维持的正常电流为0.2A，但峰值为1.2A是有可能的。一个典型的、可从商业渠道获得的晶体管特性如下n沟道 P沟道ron＝12ohm 12ohmVr＝2.0V -2.0VCGS＝125pF 375PFCDG＝6PF 18PFCDS＝7PF 21PFID＞1.2A -1.2AVDS＞400V -400V△V＝2.4V 2.4V，0.2A经过晶体管的正常电流为0.2A。它会引起电阻压降2×2.4V。总损耗为0.96W。
VDG、VDS和VGS分别接通305V、300V和10V，它们以175KHz接通大电容，引起相当大的损耗，分别为1.12W、1.26W和25mW。如所示，切换损耗是显著。
然而，副边电桥必须用更低阻抗的晶体管。它们也由栅极和源极之间的-5V、0V和+5V电压控制。导通电阻为5毫欧，工作电压为5V。
这样的晶体管不是可从商业渠道获得的。然而，电压与电流大小与在微处理器芯片中是一样的，因此使用一般的0.8μm技术。为了处理电感，每个晶体管包括四个并联的MOS晶体管。
5V电源总线的传感器也集成在这个芯片中。这个芯片的主要部分是功率晶体管。这个芯片有四个功率端子和两个逻辑端子。
n沟道 P沟道ron＝9.3mohm 9.3mohmVr＝0.7V -0.7VCGS＝575PF 1.7nFCDS＝87PF 263PFCDG＝87PF 263PFID＞18A -18AVDS＞5V -5V△V＝28mV 28mV，3A经过晶体管正常电流为4×3A。它会引起电阻压降2×28mV。总损耗为672mW。
VDG、VDS和VGS分别接通10V、5V和10V。它们以175KHz接通大电容，引起相当大的损耗，分别为17.5mw、4.4mw和114mw。如所示，切换损耗是微不足道的。
在本实施例中，使用了一种特殊的铁氧体变压器，它在聚合物片上有平面的绕组，利用TAB(Tape Automatic Bonding带自动连接)技术，这些聚合物片还可承载大多数开关电子部件。利用这种概念，电源可做得很小，其能量损耗也小。
从以上很清楚地看出，图1所示副边电桥实际上是由四个这样的电桥并联组成，这样就将输出电流分开，分别流经四个并联的一匝绕组，每一绕组与四个电子开关M5至M8连接。
各个绕组和变压器铁芯见图8，其中原边绕组安装在一片带有两个叉形物的、折叠的聚酰亚胺片30上，每个叉形物上都有一个开口，变压器铁芯31从开口穿入。那些叉形物之一的一侧见图6。在这一侧有一个一匝辅助绕组，里边有一个15匝螺旋绕组，这个绕组在下侧继续有另外螺旋式的15匝，也被另一个一匝辅助绕组围绕着。另一个叉形物也类似，带有两个15匝螺旋绕组，每个绕组都被一个辅助绕组围绕着。各为15匝的四个原边绕组是串联的，成为一个60匝绕组。开关M1至M4包含在两个芯片单元32中(图8)。
如图8所示，四个平行的副边单元34也是TAB单元，其结构如图7所示，每一个都有一个副边绕组和外面的四个辅助绕组，在本例中，所有的这些绕组都在一侧，每个都带有芯片35内的电子开关M5至M8。
变压器用N47材料制成的标准RM5铁氧体铁芯。铁芯材料损耗低，可工作至1MHz。材料磁化±300mT，损耗为63mw。
副边绕组由一片125μm聚酰亚胺膜组成，在每一侧镀有70μm的铜。要用四片完全一样的这种膜。将它们一片片摞上，铁芯中心通过在中间的一个孔穿入。在一侧有15+1+1+1+1匝作为原边绕组，另一侧有1+1+1+1+1匝作为副边绕组。所有的绕组置于相互同轴的位置。
膜的外径为10.1mm，内径为5.0mm。在它们之间是绕组。辅助绕组全部宽0.1mm，主绕组为1.95mm。所有隔离层为50μm。原边绕组有一个等于0.1mm的导体宽度。由于使用这些细线，趋肤效应是微不足道的。绕组具有以下特性原边4×15匝面积＝70×100μm，长＝1.43mR＝3.68ohm，Lp＝3.99mHP＝147mW，△V＝740mV，0.2A副边(4个平行)1匝面积＝70×1950μm，长＝24.0mmR＝3.16mohm，Ls＝3nHP＝50.5mW，△V＝12.6mV，4A辅助绕组(8个相同的)
1匝面积＝70×100μm，长＝24.0mmR＝62mohm，Ls＝3nH绕组膜还作为TAB带，安装功率晶体管。变压器包括九片聚合物膜。有四片34，用于输出电桥，两片(30，折叠)，用于输入电桥和三片(33)用于绝缘(图8)。
输入电桥膜只有一片折叠膜30。这样，全部绕组(60+4×1匝)和所有引线，四个功率MOS晶体管和四个电阻都置于这片膜上。电阻是由镀线形成的。因此，这片膜只有两个功率端子和四个控制端子。端子形状像带状电缆，连接到瓷控制单元基片上。
两个这样构成的单元安装在一个具有通常为U形的主冷却片100上，如图9所示，一个完整的单元尺寸为25×22×20mm，如所示，在顶上的四个铁镍钴合金端子51安装在瓷基片50上，该基片底下携有所有的分立元件，如电容器C10至C12和电感L9、L10(图1)以及控制单元芯片，如图10所示，该图为一个根据图9X-X的剖面X射线图。铁氧体铁芯31通过孔进入，由弹簧51和盖52锁住，如图11所示，该图为一个根据图9XI-XI的剖面X射线图。
与图8比较，安装在形成绕组的聚合物膜上的芯片32和35各自固定在冷却片内部形成的2×6杆上，在冷却片里有U形开口，并且用环氧树脂将功率晶体管如在53那样固定在冷却片上。与图8比较，图11显示出，原边电桥开关，称作60，转向相对于铁芯31的方向，而副边也桥开关则转向另一方向，各个副边开关由软线62连接，这些软线引向瓷基片50的底部。
这样，基片50在其底部携有输入滤波电感和电容器、一个输出存储电容器、十六个用于副边控制线的电容器、两个用于控制单元的本机功率存储电容器C13和C14、两个控制单元芯片(分别包括T1至R4和T5至T8)以及用于原边控制单元的直流分压器D。
主要损耗是在原边电桥开关晶体管。在正常负载60W的情况下，效率约为93%，在峰值功率360W时，损耗增加至73W，而效率下降至79.6%。
正常的输出电阻为3.6mohm。这导致在正常负载时电压降为43.2mV。在360W峰值负载时，压降为260mV。
现在所说明的是一个具有两个断续地工作的“变压器”的直流低压电源，它们的必要切换间隔从不重合，它们一前一后地工作。同样的原则可用来安排任何数量的单元。在只有两个单元时，工作着的单元在另一单元不工作时要承担双倍的负载。在单元数目多些，并且任何时候都只有一个单元不工作时，这意味着其它的单元的额外负载会相应地成比例下降。通过这种安排，总是有一个电压，在变换时不会有任何骤降。不需要在电容器、电感或类似的元件中存储能量。
除非总是有电容负载，最好安排一个小输出电容，用于固定负载条件下的储存。电源可能在那时会被所说的状态装置所关断，会将相对能耗降低很多。
在输入侧的滤波器(图1，L9至L12，C10至C12)将能承受副边侧甚至非常快的冲击电流，这样就使电源免受干扰。一个用于300V的100nF电容器有合理的大小和低的寄生电感，而在5V侧则需要一个360μF电容器，体积会更大些，具有非常非常大的寄生电感，这使得它不可能处理比如20MHz的冲击。
因此，本发明的特性对于需要在低电压下提供大电流的电路非常有利，例如用于计算机。这样的装置通常不需要稳压，因此建议通过一个300V的母线向一个或数个本发明的低压直流电源供电，这可以由一个直接连接到一个三相电网电源的普通的六脉冲整流器来提供。电网电源的纹波会一直存在，但总的来说是无关紧要的。在一个总系统中，可向300V母线提供一个电池电源，以防止电网供电故障。此外，由于小尺寸成为可能，本发明的转换器/直流变压器能避免使用很长的低压引线，因为可以配置几个这样的单元，只由一条300V母线供电，这条总线比用若干长长的、携带几MHz冲击电流的5V母线所产生的电子噪声要小得多。
权利要求
1.一种具有直流电压输入和直流低压输出的低压直流电源，其特征在于它包括一组变压单元，每个所说的单元都有与每个所说的直流输入和输出相连的端子，每个所说的单元都包括一个变压器铁芯，其原边绕组(L1)与所说的直流输入电压相连，其副边绕组(L2)与所说的直流输出电压相连，并且还包括一个连接网络，该网络包括可控开关装置(M1至M4)，用于将所说的直流输入电压在一个时钟脉冲序列的控制下，以变换极性的方式切换到所说的原边绕组(L1)，以及开关装置(M5至M8)将所说的直流输出电压在同一个时钟脉冲序列的控制下，以变换极性的方式切换到所说的副边绕组(L2)，所说的一组变压单元具有一个共同的控制网络，以便进行切换，在某一时刻，当一个变压器单元正在进行切换时，至少另一个变压器单元不进行切换。
2.权利要求1的一种低压直流电源，其特征在于滤波电路(L9、L10、C10至C12)位于所说的直流输入端。
3.权利要求1的一种低压直流电源，其特征在于每个所说的可控开关装置都有一个控制电极，与变压器中的一个辅助绕组(AL1至AL8)的一端相连，另一端与分别构成直流输入和输出的导线中的一根相连。
4.权利要求1的一种低压电源，其特征在于所说的连接网络包括具有原边绕组(L1)的原边电桥和具有副边绕组(L2)的副边电桥，每个所说的电桥都有四个分开的受控电子开关，每个都有一个导通状态和非导通状态。
5.权利要求4的一种低压电源，其特征在于所说的开关是MOS晶体管。
6.权利要求4的一种低压电源，其特征在于所说的开关是双极晶体管。
7.权利要求4的一种低压电源，其特征在于公共控制网络使切换周期性地进行，原边电桥的导通周期包括相应的副边电桥的导通周期，在导通变化之外的时间，其副边绕组不加载。
8.权利要求7的一种低压电源，其特征在于电桥切换是受LC电路控制的，该电路是由变压器电感和一种包括杂散电容和整个变压器的任意的材料电容在内的电容构成的。
9.权利要求1的一种低压电源，其特征在于变压器铁芯是铁氧体材料铁芯，各个绕组由薄的绝缘载体上的片状材料构成。
10.权利要求9的一种低压电源，其特征在于绕组的线圈位于所说载体的相反两侧。
11.权利要求10的一种低压电源，其特征在于所说的原边绕组包括位于所说的基片的相对侧的螺旋导线，每个都具有圆周端子，螺旋线的各个内部端头在薄载体的厚度上相互连接。
12.权利要求9的一种低压电源，其特征在于所说的薄的绝缘载体是一种聚合物膜。
13.权利要求9的一种低压电源，其特征在于所说的薄的绝缘载体是一种瓷薄片。
14.权利要求12的一种低压电源，其特征在于所说的塑料膜是折叠的，以便得到许多层。
15.权利要求14的一种低压电源，其特征在于所说的层被表面绝缘的薄夹层隔开。
16.权利要求1的一种低压电源，其特征在于所说的控制网络在小的负载电流时禁止导通，由一个独立的并联电容器提供少量的电荷储存。
17.权利要求4的一种低压电源，其特征在于所说的公共控制网络包括两个公开的驱动器级(T1至T4;T5至T8)，一级用于原边电桥，另一级用于副边电桥。
18.权利要求17的一种低压电源，其特征在于所说的驱动器级通过电容(C1至C8)与所说的电桥相连。
19.权利要求17的一种低压电源，其特征在于所说的驱动器级是与所说的电桥相连的变压器。
20.权利要求17的一种低压电源，其特征在于一个以及相同的变压器为单元的所说的绕组所采用。
21.权利要求17的一种低压电源，其特征在于所说的变压器用于电桥控制和向所说的驱动器级以及公共控制网络馈送电能。
22.权利要求14的一种低压电源，其特征在于一片单个的折叠膜携有全部原边电桥的绕组。
23.权利要求22的一种低压电源，其特征在于所说的可控开关装置(M1至M8)安装在一片瓷基片上。
24.权利要求23的一种低压电源，其特征在于所说的瓷基片与外部的冷却吸收装置接触。
25.权利要求23的一种低压电源，其特征在于所说的瓷基片与金属封壳接触。
26.权利要求1的一种低压电源，其特征在于全部所说的单元都集中安装在一个机械单元中。
全文摘要
一种低压直流电源，输出例如为5V，输入的直流电压高，例如为300V。一组被切换的变压器中的每一个都包括用于与输入端切换的原边绕组(L1)和与输出端切换的副边绕组(L2)，电子开关(M1至M8)以相反极性交替切换绕组(L1、L2)，公共控制装置(10)控制切换，这样在一组变压器中，没有两个会同时进行切换。为了不受高频率的输出电流冲击的影响，在输入侧有滤波器(L9、L10、C10至C12)。
文档编号H02M3/28GK1064573SQ9210125
公开日1992年9月16日 申请日期1992年2月29日 优先权日1992年2月29日
发明者卡尔斯特·拉斯·冈纳 申请人:卡尔斯特电子公司