专利名称：用于控制电源的基本上功率因数为1的大信号线性数字式控制器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于控制电源的基本上功率因数为1的大信号线性数字式控制器。该电源被控制用于电池、尤其是电动汽车中电池的再充电。
图1表示用于对电动车辆中的电池充电的一个现有技术的系统8。一个供电站/充电站8是对电动车辆20的电感性耦合器18及电容性耦合器26。该供电站/充电站10包括电应用接口14，原边全桥16，及一个通信接收器28。电动车辆20包括整流电路及电池架22，及通信发送器24。原边全桥16通过电感耦合器18连接到整流电路及电池架22。通信发送器24通过电容耦合器26连接到通信接收器28。该充电系统8也被称为无触点充电系统，它的一个例子是授权给Klontz等人的美国专利No.5,257,319。
在充电系统8中，一个高频逆变器16将由DC电源14产生的AC信号通过两部件高频变压器的原边向外施加。该充电变压器的原边保持在车辆的外部，并与装在车辆内的次边22相适配。这变压器的两半部分相互电感性地耦合(18)。与使用传统欧姆接触的充电器相比，该结构增加了充电系统的安全性和可靠性。高频变压器16的设计反映了对于恒功率输送变压器尺寸和信号频率之间的反比关系。无线通信系统使用电容耦合器26传送最通常代表电池负载上的输出电压及输出电流的反馈信号。这些反馈信号也可包括靠近电池的环境温度或电池内部温度，或电池内部压力，即任何可测量的电池参数。传送是从动车中的发送器24到动车外部的实用/充电站18中的接收器。
一个两端网络的功率因数Kp是由在这两端上测量的平均功率与端子电压和电流均方根(rms)值的积之比来定义的kp=(p(t))VrmsIrms=(p(t))S]]>[p(t)]称为有效功率、其量度为瓦，S被称为现在功率、其量度为伏-安培。功率因数Kp的最佳值是1，它表示电源将其全部功率传送给负载。
在一交流(AC)系统中，例如由本地电力公司提供的电压及电流通常是时间上的周期波形，而测量功率是这些波形在一个周期上的乘积。为了使电压和电流的均方根值与测量功率相等并获得单位功率因数1，这两个波形需要在形状和相位上一致。
为了更好地理解这点，我们考虑一个具有单谐波电压及失真电流的ac系统的例子。标准实用电压电源规定为正弦波形v(t)＝Vζsinωt假定一个输出口具有周期电流i(t)i(t)=Σn=0∞Insin(nωt+θn)=Ilsin(ωt+θl)+Σ|n|≠1(Insinnωt+θn)]]>由该系统输出的平均功率为<P>=1T∫OTνidt=VsrmsIlrmsCOSθl=Skdkθ]]>式中Kd＝Tlrms/Irms及Kθ＝cosθ；Kd是失真系数并涉及波形形状即谐波成分，而Kθ是位移系数并涉及波形的相对相位、功率因数则规定为Kp＝KdKθ如果电压及电流波形的形状相一致，Kd为1，及如果它们同相位，Kθ为1。因此对于单位功率因数1，我们需要两个相同谐波成分和形状的波形。
在过去，低功率因数主要由于相位移或无单位1的Kθ引起的。一个ac电源系统必须供电的大部分负载是线性的并吸收与输入电压正弦波相同频率的正弦电流。这些负栽通常是感性的，引起电流在相位上滞后电压。于是位移系数Kθ小于1，产生了差的功率因数。
在这种情况下功率因数校正可以简单地通过加入适当的与负载并联的电容器来实现，即使相位得到校正。但是，最近，功率因数问题以不同的形式出现。
现今，电子装置及电源对AC电源，即本地电力公司的电源呈现为一种大的非线性负载，因此从例如墙壁输出线路吸取失真的非线性电流。在此刻，这种负载商业上最量大的例子是用于对大部分计算机供电的AC-DC功率交换器，即一个简单的整流电路及电容滤波。图2A表示这种电路的电路图及图2B-2D表示它的波形。
线路整流器(全波二极管桥103)将dc分量附加在输入电压100上，及电容输入滤波器104吸取该直流分量并将它以图2B所示的波形120提供给负载106。电容器104被整流器102在每个半周期上用图2c中波形122所示的每个电压峰值处的电流主脉冲再冲电。所产生的电流124如图示地形成失真。这里差的功率因数是由于失真系数kd引起的。
对负载功率的供给是由电流谐波分量作出的，该电流谐波分量与输入电压同相位，但由于失真被严重地衰减。失真的AC输入电流124引起AC线电压波形122失真，并且如波形124中的虚线部分123所示。实际上，电噪音被加到AC线电压100上。
该噪音造成两个问题。首先，对于给定电流峰值负载将吸收比最大功率小的功率，因为电压波形已失真。第二问题是影响使用同一AC线电压的其它负载。如果输入AC线电压起初就是失真的，则要获得功率因数1是很困难的。
在如图2A的这种装置中功率因数可能低到50％。该问题的讨论例如是在授于Newfold的美国专利No.5,006,975的背景部分中。这里的功率因数校正涉及对输入波形再整形，并且是比附加相位来校正位移效应困难大得多的问题。
现今使用的大多数AC-DC功率变换器是基于类似与上述的设计，使用整流器及输入滤波器。所产生的功率因数通常约为0.6，及电波波形由于高次谐波而失真。大部分计算机仅需要几百瓦，而乘以可从标准输出线获得的1400瓦或这样瓦数的差功率因数能提供必要的功率。并且，大多数现有技术计算机在其吸收的功率上表现出很小的动态范围。换句话说，它们可以通过小信号电源控制适当地被使用。
但是，在计算机及电子系统中现在的趋势是对功率因数校正的功率变换器产生了增长的需要。作为价格降低、计算机文字处理水平的增长及便利用户的接口的后果，计算机(及使用开关式电源的另外装置)的总数量已有急剧的增长。
由于这样差的功率因数，这产生了更大的功率浪费，它被直接转变成供电局的损失，因为供电局通常以消耗的有效功率来对用户收费。此外，工作站中计算机功率增长的需要导致工作站部件的增加，因此导致它们对电力的需要，例如需要它们吸收功率方面的大动态范围。由于标准电力输出线路的功率限值已经达到，适合这些新需要的一种方式是用非标准输出线路来对办公室重新布线。除去引起用户的额外费用外，该方案每当工作站搬家时需要输出线路的重布线。一种更实际的方案是增加电源的功率因数。
如前所述，在开关式功率变换器中差的功率因数通常伴随着失真电流波形。这些波形中的高次谐波可能干扰附近的仪器，常常使得它们必须附加额外的滤波元件。高次谐波也可能干扰供电站电路保护装置及与其共振，引起它们发生故障。通过电流整形的功率因数校正基本上可消除这些高次谐波中的许多谐波或全部谐波。在欧洲已经立法更严格地限制电源波形的谐波成分。根据由国际电工委员会(IEC)推荐的较严格的标准555-2，额定值高于300瓦的电源必须包括某种形式的功率因数校正。
一种试图吸取与输入电压相同频率和形状的电流的技术和装置描绘在图3上，并可在“功率电子学原理”(Kassakian等人著Addison-Wesley出版公司，1991年，第397页)中找到。图3表示一个高功率因数AD/DC开关预调节器150。电压波形152及电流波形154被输入到该预调节器150。预调节器150包括与节点160相连接的电感器156进入节点160的电流通过线性电磁(LEM)电流传感组件158、例如霍尔效应器件来检测。晶体三极管162及二极管164各连接在节点160上。二极管164的另一端与节点106相连接。电容168、负载170及电压控制器174均连接到节点166。电压控制器174连接到乘法器176。乘法器176的输出连接到加法器178。LEM组件158的输出被反相并连接到加法器178。加法器178的输出供给电流控制器172。电流控制器172连接到晶体管162。晶体管162、电容器168及负载170连接到节点167。
对该预调节器的输入是整流后的AC电压波形152。内部(电流)环通过对晶体管162提供脉宽调制开关序列给晶体管162并迫使电感器156的电感电流iL(t)接近理想电流iP(t)来控制电源电流154使它与输入电压vin(t)的形状和相位适配。理想电流iP(t)正比于输入电压iP(t)＝Kvin(t)，式中K是比例系数。外部(电压)环通过调节用于在每个线路周期上产生iP的比例系数K使输出电压Vo调节到理想参考电压Vo。
用于图3中所示的电源的由功率平衡等式产生的一种采样数据模式为x[n+1]=x[n]+TLV2Ck[n]-2TLCP---(1)]]>式中状态变量x(n)相应于在采样时间上变换器输出电压的平方，k是在时间n上控制器的输出，TL及V分别是线路输入周期及电压，及C和P分别是输出母线电容及输出给负载的功率。
由Mitwalli(Ahmed Mitwalli，“用于单位功率因数1的变换器的一种数字式控制器”(1993)，理工硕士论文，麻省理工学院，这里结合作为参考)提出的数字式电压控制器被表示在图4中并取代图3中的电压控制器174。Mitwalli控制器计算K的值，以保证状态变量X将被控制到所需值上。
在图4中，Mitwalli电压控制器200被表示为与变换器202相关。变换器202代表图3中所示高功率因数AC/DC开关预调节器中除电压控制器174外的所有部分。Mitwalli电压控制器200包括第一平方器204(它接收来自交换器202的输出)及第二平方器206(它接收参考电压)。加法器208接收平方器206的平方输出及平方器204的反相平方输出。加法器208连接到累加器210及定标器214。加法器216接收来自每个定标器212和214的定标输出。来自加法器216的和连接到定标器218。定标器218的输出正比于常数K(n)，也被称为控制指令。
Mitwalli数字式控制器200是一种模拟量比例-积分(IP)控制器的离散时间方案。该数字式控制器使用一个累加器210来取代积分器。定标误差V2-v2[n](加法器208的输出)被输入到累加器210。PI控制器的这种离散时间方案被选择来消除稳态误差。在稳态时，当误差到零时，累加器的输出为恒定。
累加器服从状态方程σv[n+1]＝σv[n]+(x[n]-x[n]).(2)由下式计算控制指令Kk[n]=CTLV2(h1(X[n]-x[n])+h2σv[n])---(3)]]>导出用于电压控制的状态空间公式σv[n+1]x[n+1]=1-1h2(1-h1)σv[n]x[n]+1h1X[n]+[-2TLOC]P[n]---(4)]]>如由式(3)反映的，Mitwalli控制器使用电容c的估计来计算控制指令K[n]。电容c本身是一种估计。鉴于例如制造容差及老化，不能知道c的精确值。
式(4)的状态公式表示对负载170消耗功率依赖。换句话说，状态方程(4)是用x[n]＝v2o[n]来表示的，但负载功率项P[n]除外。在负载是电池的情况下，很难根据状态变量x[n]＝v2o[n]来消除负载功率，因为电池被表现为输出电压和输出电流的一个复杂函数。因而，现有技术不能从使用仅是x[n]＝v2o[n]的某种函数的状态方程(4)中消除负载功率。
为了处理该问题，Mitwalli控制器考虑负载项被忽略及接近状态空间的描述而不使用负载功率项。为此，Mitwalli控制器对负载功率项无响应；在这方面，它能被描述为对负载功率项仅是开环的控制。如果负载的作用、例如电池功率需要使控制器的极位于单位圆外部时，这样一种开环方案将变为不稳定。
此外，Mitwalli控制器仅是电压控制器；它不能控制电流环，即它不能使电流环闭环。
Mitwalli控制器是称为“大信号”控制器的那种。词“大信号”涉及由负栽吸收功率的动态范围。换言之，当被负载消耗的功率大于被认为是“小信号”范围的功率时，Mitwalli控制器才能响应。
在现有技术中，在Mitwalli论文前存在的计算机，即计算机电源供给的负栽通常在它们消耗的功率方面呈现小的变化。为此，现有技术满足于在计算机方面使用廉价的低功率因数调节器。但是，现今对于象计算机这种应用已对高功率因数、最好为1的功率因数的功率控制器有增长的需求。“小信号”方案的电源控制器不能对“大信号”负载提供高的功率因数。因此Mitwalli控制器代表对“大信号”控制需要的一种反应。
当对电动车辆的电池充电时，对耐用的大信号电源控制器的需求甚至更大些。为了对可充电电池充电，由电池制造厂建议的充电曲线必需提供给可充电电池。充电曲线基于具体电池类型的电化学物理特性变化很大。如果对电池建议的充电曲线不能紧密地跟随，电池内部的温度可上升到损坏的程度。
美国政府推动汽车制造商使便利用户的电动车辆进入市场。方便用户需要首当其冲的是电池充电技术要快速、安全及高效；高效又意味着经济。在该领域中存在着对这样的耐用大信号控制器的需求它能快速及安全的将充电曲线提供给电池而同时从当地供电局吸取在频率及形状上紧密适配于供电局提供的线电压波形的电流波形，由此通过获得了高功率因数而具经济性。
本发明的一个目的是实现用于控制电源的大信号线性数字式的、且基本上功率因数为1的电源控制器。
本发明的另一目的是实现一种能消除控制器的状态方程中功率项的控制器。
本发明的另一目的是使电流环闭环，以便控制输出电流。
本发明的另一目的是实现一种控制器，它能以对具体电池或具体电池充电状态所需充电曲线的最小信息来对宽范围的电池类型充电。
本发明的另一目的是实现一种能相对电流控制器作为简单延时工作的电压控制器，由此能便于该电流控制器使用，以对任何线性、不随时间变化(“LTI”)的负载提供所需电流。
本发明的目的是通过提供一种用于控制电源的基本上功率因数为1的控制器来实现的，该控制器包括一种大信号电压控制器，它设有负载功率的前馈。具体地，该大信号电压控制器基于对电源供给负载功率的测量来计算补偿用的对电源的指令。因为该电压控制器确定了指令信号K为采样负载功率的函数，该电压控制器在出现大信号变化的负载时通常是实用的。
对控制电源提供大信号电压控制器，电源提供负载电压及负载电流的目的是这样实现的反馈装置，用于确定来自负载的第一反馈参数s和对应于第一反馈参数s的参考值S之间的误差Δs；及最后指令装置，用于确定作为误差Δs及至少一前馈参数的函数的控制指令。
本发明的另外目的是通过提供一种基本上功率因数为1的电源控制器来实现的，该电源控制器包括一个电流控制器，它以这样的方式工作，即电压控制器表现为对电流控制器的简单延时。因为指令信号是由电压控制器作为前馈项即负载功率P的函数计算的，电压环的动态特性基本上独立于负载。
提供用于控制电源的大信号的及基本上功率因数为1的控制器，电源再由此向负载供电的目的是这样实现的大信号前馈电压控制器，用于控制输出到负载的电压；及电流控制器，它与电压控制器连接地操作，用于控制输出到负载的电流；电压控制器的前馈参数是对负载定标功率的函数。
从以下给出的详细说明中将会使本发明的上述和另外的目的变得更加明白。但是，应当理解，该详细说明及具体例子是表示本发明的优选实施例，并且仅是以说明方式给出的，因为对于本领域的熟练技术人员来说，从该详细说明中在不偏离本发明的精神和范围的情况下能弄清楚各种变化及改型。
现在将参照附图以例子方式来描述本发明，其附图为图1是现有技术电池充电系统的概要示图；图2(A)是现有技术电源控制器的概要电路图；图2(B)-2(D)表示与图2(A)的电路有关的波形；图3是现有技术高功率因数AC/DC开关式预调节器的概要电路图；图4是现有技术的图3中开关式预调节器的改型电压环控制器的概要电路图；图5是本发明的大信号电压控制器一个实施例的概要电路图；图6是本发明的基本上功率因数为1的大信号控制器的一个实施例的控制图；图7(A)是分辨率转换电路的一个电路图；图7(B)是与图7(A)的转换电路有关的波形；图8是根据本发明的一个电池充电系统的实施例的概图；图9是本发明的负载电流传感电路的一个优选实施例的概图；图10是本发明负载电流传感电路的一个变型实施例的电路图；图11-13是表示本发明控制器对各种电流充电曲线响应的曲线图；图14是本发明的乘法数模转换器的实施例的电路图；图15是本发明最内部的控制环的一个实施例的电路概图；以及图16是本发明的作为负载温度函数控制的功率控制器一个变型实施例的控制图。
本实施例基于图4的Mitwalli电压控制器，通过消除状态方程4中的功率项及基于负载功率附加补偿前馈项来控制指令方程3，由此作出改进。在控制技术中，“反馈”信号是用于形成误差信号、即反馈信号和所需信号之间差的一种信号。相反地，不用于产生误差信号的信号被称为“前馈”信号。因此，将负载功率项附加到控制指令方程(3)被称为附加前馈项。
由下式定义一个新指令K_tiled[n]k~[n]=CTLV2(h1(X[n]-x[n])+h2σv[n])+2V2P[n]---(5)]]>在功率平衡方程1中用K_tiled[n]取代K[n]就得到一个新的状态方程系统σv[n+1]x[n+1]=1-1h2(1-h1)σv[n]x[n]+1h1X[n].---(6)]]>该新实行的电压环采样输出电流以及输出电压。由于P[n]＝v[n]*i[n]是可获得的，式4中依赖于输出电压及输出电流的功率项可从状态过渡动态特性中消除。该控制器能以相同的增益用于宽范围的负载。负载上的功率P[n]在变动时也即当电源控制器工作时被采样。
图5表示执行指令K_tiled[n]方程5的精密时间前馈及比例-积分(“PI”)控制器250。以下K_tiled[n]的表示将与K[n]的表达互换使用。与图4中Mitwalli控制器200共有的那些元件的描述不再重复。电压控制器250包括一个加法器254，它接收定标器218的输出及定标器252的输出。定标器252对采样的负载功率P[n]定标。
图6表示该电源控制器的一个实施例。负载308由电源306供电。电源306受电源控制器控制，后者包括乘法器310，电压控制器304，平方器302，电流控制器300及加法器312。乘法器310接收负载电流及负载电压的采样并将它们的乘积，及负载功率采样输出到电压控制器。电压控制器304的一部分单独表示为平方器302。平方器302对电压控制器304提供参考变量V2[N]＝X[N]。电压控制器304的另一平方器206未单独表示，而表示为状态变量X[n]＝V2[n]从电源306接收。此外，电压控制器304将控制变量K[n]输出给电源306。电流控制器300将参考电压V[N]输出给平方器302。加法器312接收对负载电流的采样并将该电流反相值与参考电流Iref相加。
在该实施例中具有三个环。最外的控制环是数字电流环，如图6及16中所示。它通过计算内电压环的电压参考值控制输出电流。图6及16中所示的数字内电压环通过计算指令K[n]来控制输出电压。指令K[n]被送到最内环，它是模拟量电流环，并表示在图3及15中，但在图6及16中未示出。该最内环直接与电子部分接口，并控制(来自供电站)的输入电流，以适配于输入电压的相位和波形。输入电压被输入到内电流环。
因为在本实施例中最内电流环是模拟量的，它不能采样输入电压。本实施例的电压环是数字式的，实际上它采样输入电压、输出电压以及输出电流。最外电流环在本实施例中是数字式的，它使用输出电压及电流的采样。
外部电流环及电压环分别控制输出电流及输出电压，它们不控制输入电流。相反地，最内电流环控制输入电流，而不控制输出电压或输出电流。
在负载是被充电电池的情况下，参考电流Iref是具体电池类型所需的电流，即电池制造厂所建议的电流。虚线框314表示电流控制器300及平方器302，电压控制器304，及电源306之间的操作关系框304代表对电流控制器300的单位时间延迟。
电压环补偿产生了控制信号K(式5)，它作为升压变换器设备的功率指令。电流环补偿300产生控制信号X[N]＝V2[N](式5及6)，它作为电压环的平方电压参考值。通过加入前馈项311，以采样数字率n工作的电压环对于许多负载在一个合理的步数Q中收敛。
电流环300以采样数据率N＝Q*n工作。因此，对于图6中电流i[N]及电流I[N]的描述是重要的。假设电压环是对电流环的简单延时314(Z-变换Z-1)，因为电压环状态过渡不影响到电流环300的工作。电流环300控制输出电流i[n]及将参考电压V[N]提供给平方器302，后者使其平方以形成电压环的控制信号X[N]＝V2[N]。
该内电压环314动态特性的简化能进行稳定性分析及电流环的极位移并能易于在本领域一般技术人员水平上进行。通过PI控制，参考电压Vo由下式给出Vo[N]＝he(Iref-i[N])+hσσi[N].(7)该电压延时模式产生出状态方程v[N+1]＝Vo[N]＝he(Iref-i[N])+hσσi[N].(8)累加器210的动态特性写为σi[N+1]＝σi[N]+(I[N]-i[N]). (9)式8及9对于具有比电阻复杂得多的负载的系统的完整状态空间的描述是不够的。通过步常量转换可计算线性网络的步响应，及确定离散时间状态方程并结合进状态空间描述。如果PI及前馈控制对于提供具有许多状态的负载的稳定性是不够时，则可以设想不同形式的控制，并易于通过 包括本控制方案及负载动态特性的新线性状态转换矩阵来估算。可计算用于新控制增益的特征值，以保证稳定性。并且，这是处于本技术普通技术人员的水平的。
在起动时，输出电流中的误差313大，产生了大的电压参考指令315及不希望有的电流过调。为了实行软起动，输入电流的参考点逐步地缓慢上升到其最终值。在起动期间，即实际上在任何大过渡过程期间的问题是积分器的过积分。饱和点相应于最大电流环指令Vo。累加器的值在控制器饱和时可持续过度地增大，因为误差项仍然为负。当累加器未“退计”(“unwind”)时最大指令持续将会引起不希望有的过调量。作为防过累计的机构，当输出指令Vo饱和时并当软起动发生时控制器停止增加累加器的值σi。
只要输出电流保持在特定的稳定状态带中，则不用计算控制电压参考值。电压参考值取在先控制计算的平均值。当发生稳态指令均匀时，则除了用于发生在内电压环314的稳态指令平均值的输出电压参考值外还必须计算输出电压稳态常的值。
图3中最内电流环是采用基于Unitrode UC3854组件的模拟电流环。数字式控制器的实现是基于微处理机例如Intel EV80C196KB作出的，它是用于特征为A/D转换的Intel微控制器80C196KB的商用计算板。
根据尺寸及速度，实施本发明的优选实施例将是大规模集成(“VLSI”)电路，类似于Mitwalli论文中所讨论的，但它的价格效益依赖于生产IC的最小体积。对于其中IC的最小体积不能得到的情况，较好的替换是使用专用微处理机的实施，这也类似于在Mitwalli论文中所讨论的。这种专用微处理机是比EV80C196KB试验台更有效的实施例，因为它的多用性比试验台应有的要少作为变型，数字式控制器可通过全部分立的逻辑或模拟元件来实施。
在本实施例中，数字式电压环控制器304的输出需要作为模拟信号馈入到电流环控制器300中。该系统的一个实施例是在微处理机内部计算图3中的指令电流ip并然后将它转换成模拟信号再送入电流环控制器。除计算K[n]外，这需要采样输入电压波形及由电压环重建并将电流指令信号K[n]提供经内电流环。在本实施例中作为模拟量环的内电流环使用输入电压来计算晶体管162的开关方式，但本实施例的电流环不采样输入电压。该额外的采样及处理将要花费微处理机的功率及时间。
一个更好的实施例使用乘法数模转换器(“DAC”)，多单元DAC输出数字及模拟输入的一定函数，在该情况下为积。它被用于取代图3中的乘法器176。
图14表示乘法DAC的一个实施例。锁存器502与乘法DAC500相连接。乘法DAC500连接到它供电的负载508。除了乘法DAC500与它供电的负载508之间的连接外，还具有包括差分放大器504及电容506的控制信号的元件。在乘法DAC输入上的锁存器被用来使输入到乘法DAC的信号同步。
控制输入电流具有与输入电压相同相位及相同波形的最内电流环是用Unitrode UC3854器件实现的，并如图15中所示。作为替换，它也可用分立的逻辑元件或另外的微处理机、或作为也用作电压控制器的单个处理机的程序部分来实施。电流控制器300包括与乘法DAC500相连接的信号控制放大器550。并且，微处理机接口装置的锁存器502也与乘法DAC500相连接。乘法DAC500通过电阻552连接到Unitrode器件554的输入端B。固定参考电压556连接到Unitrode器件554的输入端A，而固定参考电压558连接到Unitrode器件554的输入端C。
UC3854器件(标号554)设计用来作全模拟量调节，以便实现电压及电流两个控制环。该芯片的三个外部控制输入端A、B及C被输入到一个函数单元，它输出函数值AB/C。该输出用作电流参考值，参照于它对输入电流通过芯片中的电流环进行控制，如图15中所示。作为纯模拟控制器Unitrode器件554的输入端A和B中的一个用于输入电压波形vin(t)。输入端A和B中的另一个用于从输出电压误差求得的定标系数K(t)。输入端C(端子号中的一个)用于正比于输入电压rms值的平方。
对于图15的数字式实施例，输入ABC固定在一个值上，而B选择为乘法DAC500的输出。该装置对于试验及开发是特别有吸引力的，因为它能使指令功率灵活地限制到由AC限定的安全值及上限B上。
80C196KB微处理机上的A/C转换器具有10位分辨率。但是，这些位不能全部在同一寄存器中找到。因此需要附加的读操作，以获得全部的10位。此外，该微处理器能被指令执行8位转换，并获得快速转换时间。但是，引起的附加时间是不大的，如果10位被读出则量化产生的影响是很小的。
作为其结果，没有附加步骤该A/D转换器的10位分辨率就不能获得满意的结果。因为仅是电压范围的一小部(稳态的一区域)需要在控制指令的极限范围内对于成功的PI控制被分辨，这可以通过图7A中的分辨率转换电路350来增加该分辨率，即输出电压采样处理的分辨率。该分辨率转换电路包括运算放大器351及组成电阻352、354、356及358。
图7B表示电压中的一个小范围，270伏至430伏，而不是从零到430伏的全部范围，被转换成0-5伏的A/D转换器范围。这通过使位数等于log2(m)来有效地增加分辨率，其中m是曲线上升部分360的斜率。该电路用于和10位A/D转换器相结合。
10位A/D转换器的分辨率是通过将有效输入电压限制到从约270V至400V的范围上来改善的。这些值被转换到从0V至5V范围的计算项中A/D端子上的电压。
在微处理机中使用固定点算法需要该系统的许多参数被定标成由整数来代表。这种定标与和电流及电压传感器及A/D或D/A转换器有关的另外外界增益一起以控制器输入及其输出之间的传递关系进入环。控制算法的软件执行对这些增益作出补偿，这与Mitwalli论文中的软件类似并在本技术领域普通技术人员的水平内。
一种图9所示的LEM电流传感组件425用来形成与输出电流成正比的电压。该装置通过传感由输出电流产生的磁场来工作，并通过输出电阻(未示出)发送该电流的定标值。虽然LEM425设计用来测量高至50安培的电流，但它也能用于样机中的小电流范围。考虑偏移问题，一个运算放大器的加法器(未示出)电路对缓冲的可调电压及该LEM组件的输出的和定标。
图10表示对LEM组件425的一个替换电流传感电路。图10与图3类似，仅将讨论其区别。电流传感电阻Rs450与节点167相连接。电压表452与电流传感电阻Rs相并联。电流传感电阻Rs上的电压从电压表452输出到定标器454。定标器454通过系数1/Rs来定标以产生负载电流iL(t)，它被输入到模-数转换器456。数字化负载电流iL[N]被从A/D转换器456传送到加法器178。加法器178将反相的负载电流iL[N]与参考电流iref相加。
使用MATLAB在由电压及电流控制环两者的极位移获得增益方面对整个系统仿真计算。如图11，12及13所示，该实施例能实际上精确地适配充电电流曲线。
在图11中，所需电流曲线是波形600，电源控制器仿真计算的电流是波形602，及由电源控制器实验的结果是波形604。类似地，在图12中，所需曲线是波形610，仿真计算的是波形612，及试验结果是波形614。相似地，在图13中，所需曲线是波形620，仿真结果是波形622，及试验结果是波形624。
图16表示该电源控制器的一个替换实施例，其中负载的温度或环境温度被输入到电压控制器650及电流控制器652，例如作为一个反馈信号输入。作为另一替换实施例，温度仅输入到电压控制器650和电流控制器652中的一个。又一实施例可使用负载的任何可测量参数，例如电池压力。
对于该基本上功率因数为1的大信号线性电源控制器预定电流曲线跟踪响应与实际的响应相适配。该控制器的优点包括电压环中的前馈，它使得电压控制器动态特性与负载无关；电流环，它在时域中这样操作，使得内部电压环以单位时延进行模仿；在将任何线性负载结合到电流控制状态描述中具有灵活性。
本发明虽然如此地被描述了，但显然、该发明能以各种方式变化。这些变化不能被视为脱离本发明的精神和范围，而所有这些变型对于本领域的熟练技术人员应是显而易见的，并认为包括在以下权利要求书的范围内。
权利要求
1.用于控制电源的基本上功率因数为1的大信号控制器，该电源用于对其负载供电，该控制器包括大信号前馈电压控制器，用于控制对负载的电压输出；电流控制器，它与电压控制器连接地操作，用于控制对负载的电流输出；电压控制器的前馈参数是负载定标功率的函数。
2.根据权利要求1的电源控制器，其中电压控制器是数字式的；及负载为电阻性的及至少电感性及电容性中的一种。
3.根据权利要求2的电源控制器，其中电压控制器按照电流控制器的单位延时工作。
4.根据权利要求2的电源控制器，其中电压控制器以n为单位的离散时间帧操作；电压控制器在Q*n周期中收敛，其中Q是整数且Q≥2；电流控制器以单位为N的离散时间帧工作，其中N＝Q*N。
5.根据权利要求2的电源控制器，其中负载包括一个电池；及该电源控制器起对电池充电的作用。
6.根据权利要求5的电源控制器，其中电池被整体地设在电动汽车内；及电池与电源之间的连接是电感性耦合器。
7.根据权利要求2的电源控制器，其中负载从电源控制器吸取大信号范围，及电压控制器包括分辨率转换装置，响应于由负载吸取的大信号范围，用于选择地使大信号范围中的小范围数字化；及程序微处理机，用于选择地使用分辨率转换装置输出及预定饱和值中的一个来确定电压控制指令。
8.根据权利要求2的电源控制装置，其中电压控制器包括第一平方器，用于使负栽电压平方，形成v2；一个平方器，用于使参考电压平方形成V2；差值装置，用于形成V2和v2之间的差值Δv；第一定标装置，用于对差值Δv定标，形成定标差值；积分装置，用于对差值Δv积分以形成积分差值；及加法器，用于将定标差值与积分差值相加以形成第一控制指令。
9.根据权利要求8的电源控制器，其中电压控制器根据下式形成控制指令K_tiled[n]k-tilde[n]=R[n]]]>k~[n]=CTLV2(h1(X[n]-x[n])+h2σv[n])+2V2P[n]]]>
10.根据权利要求2的电源控制器，其中大信号电压控制器是一个前馈及比例-积分控制器。
11.根据权利要求2的电源控制器，其中电流控制器包括乘法数-模转换器。12.根据权利要求2的电源控制器，还包括输出负载温度的负载温度传感器；分别控制负载及作为负载温度函数的电压和电流之一的大信号电压控制器和电流控制器中的至少一个控制器。
13.大信号电压控制器，用于控制电源，该电源对负载提供负载电压及负载电流，包括反馈装置，用于确定来自负载的第一反馈参数s和相应于第一反馈参数s的参考值S之间的误差Δs；及最后指令装置，用于确定作为误差Δs及至少一个前馈参数的函数的控制指令。
14.根据权利要求13的大信号电压控制器，其中反馈装置确定作为负载电压平方v2及参考电压平方V2的函数的误差Δs；及负载是电阻性及至少电感性和电容性中之一。
15.根据权利要求14的大信号电压控制器，其中至少一个正馈参数包括负载的定标功率。
16.根据权利要求15的大信号电压控制器，还包括负载温度传感器，用于传感负载温度；最后控制装置，确定作为误差Δs及前馈负载功率及负载温度的函数的控制指令。
17.根据权利要求15的大信号电压控制器，其中反馈装置包括第一平方器，用于使负栽电压平方，形成v2；一个平方器，用于使参考电压平方，形成V2；差值装置，用于形成V2及v2之间的差值Δv；第一定标装置，用于对差值Δv定标，形成定标差值；积分装置，用于对差值Δv积分，以形成积分差值；及加法器，用于将定标差值与积分差值相加以形成第一控制指令。
18.根据权利要求17的大信号电压控制器，其中反馈装置根据下式形成控制指令K_tiled[n]k-tilde[n]=k~[n]]]>k~[n]=CTLV2(h1(X[n]-x[n]+h2σv[n]+2V2P[n]]]>
19.根据权利要求13的大信号电压控制器，其中负载包括一个电池；及控制器起对电池的充电作用。
20.根据权利要求19的大信号电压控制器，其中电池被整体地装在电动汽车内；及电源及电池之间的连接是一个电感性耦合器。
全文摘要
公开了一种用于控制电源基本上功率因数为1的大信号线性数字式控制器。该电源控制器包括电压控制器及电流控制器。电压控制器是前馈及比例一积分类型的控制器。通过将电压控制器的控制指令确定为前馈负载功率的函数,可消除电压控制器状态方程中的功率项。为此,电流控制器这样地在时域中工作,即使得电压控制器表现为对电流控制器的单位时延。负载为整体地安装在电动汽车中的电池。控制器操作以对电池充电。电池及被控制电源之间的连接是一个电感性耦合器。
文档编号H02M1/00GK1186574SQ96194315
公开日1998年7月1日 申请日期1996年4月9日 优先权日1995年4月10日
发明者A·M·舒尔茨, S·B·利布, A·米特瓦利, G·C·瓦格赫塞 申请人:惠特克公司