一种无右半平面零点两相交错磁集成boost 变换器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及直流-直流变换器技术领域，尤其涉及一种两相交错磁集成boost变 换器。
【背景技术】
[0002] 传统多相交错并联boost工作在CCM模式时，控制-输出的传递函数包含一个右 半平面零点。这种非最小相位系统的控制环路穿越频率需低于右半平面零点所在的频率以 确保环路有足够的相角裕度，因此这种变换器的动态特性较差。此外，据统计磁材的成本一 般占DC-DC变换器的30~40%，重量则一般占整体的20~30 %左右，多相中各相的滤波 电感也限制了变换器功率密度进一步的提高。
【发明内容】
[0003] 为了解决现有技术中的问题，本发明提出了一种无右半平面零点两相交错磁集成 boost变换器，在较宽占空比工作范围内均可满足最小相位系统，大大提高变换器的动态响 应速度，同时，变换器的功率密度也实现了大幅提高。
[0004] 本发明通过以下技术方案实现：
[0005] -种两相交错磁集成boost变换器，所述变换器包括电感La、Lb、L。、L d，开关管Si、 S2，电容Q、C2;其中，电感1^的异名端和电感L b的异名端相连，电感L。的同名端和电感L d的同名端相连，电感La的同名端和电感L。的异名端相连，电感L b的同名端和电感L d的异名 端相连，开关管Si的一端的电感La的异名端相连，S i的另一端接地，开关管S2的一端的电 感L。的同名端相连，S 2的另一端接地，电容C i的一端的电感L b的异名端相连，C满另一端 接地，电容C2的一端的电感Ld的异名端相连，C2的另一端接地，电感L a的同名端作为变换 器的输入端，电感Lb的同名端作为变换器的输出端；所述开关管SpS2的驱动信号相互交错 180°，所述电感匕山山及"共用同一磁芯。
[0006] 作为本发明的进一步改进，所述变换器满足下述关系式：
[0008] 其中，D代表所述开关管开通的占空比，4为L 3与L涧耦合系数，k 2为与L涧耦 合系数，ka(：为L 3与L d禹合系数，L L a= L…L2= L b= L d。
[0009] 作为本发明的进一步改进，在电感匕和L b之间连接有二极管D p Di的正极接电感 La的异名端，D i的负极接电感L b的异名端；在电感L。和L d之间连接有二极管D 2, D2的正极 接电感La的同名端，D i的负极接电感Lb的同名端。
[0010] 作为本发明的进一步改进，在变换器的输出端并联有电容C。，C。的一端接变换器 的输出端，(；的另一端接地。
[0011] 本发明的有益效果是：本发明提出了一种两相交错磁集成boost变换器，并给出 了变换器移除右半平面零点的条件。当参数设计合理时，本发明的变换器可以在较宽占空 比工作范围内均可满足最小相位系统，大大提高变换器的动态响应速度。除上述优点外，输 出滤波电感均集成在同一磁芯上，变换器的功率密度也实现了大幅提高。
【附图说明】
[0012] 图1是本发明的两相交错磁集成boost变换器的拓扑结构图；
[0013] 图2是4与0之间的关系曲线图。
【具体实施方式】
[0014] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对 本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不 用于限定本发明。
[0015] 本发明的两相交错反相親合电感磁集成boost变换器的拓扑结构如附图1所示， 电感匕的异名端和电感Lb的异名端相连，电感L。的同名端和电感1^的同名端相连，电感La的同名端和电感L。的异名端相连，电感Lb的同名端和电感1^的异名端相连，开关管Si的一 端的电感匕的异名端相连，Si的另一端接地，开关管32的一端的电感L。的同名端相连，S2的另一端接地，电容Q的一端的电感L b的异名端相连，C i的另一端接地，电容C 2的一端的 电感Ld的异名端相连，C 2的另一端接地，电感L 3的同名端作为变换器的输入端，电感L屈 同名端作为变换器的输出端。
[0016] 在电感匕和Lb之间连接有二极管D pDi的正极接电感La的异名端，D i的负极接电 感Lb的异名端。在电感1^和1^之间连接有二极管D2, D2的正极接电感La的同名端， 负极接电感Lb的同名端。在变换器的输出端并联有电容C。。
[0017] 开关管SpS2的驱动信号相互交错180°。电感1^、1^、1^及1^共用同一磁芯，1^ 与Lb、L。反相耦合，与L ,正向耦合。当变换器正常工作传递功率时，电感L a、L。中的直流磁 通方向相反，可相互抵消；Lb、Ld两电感中的直流磁通同理，因此这种变换器的磁材利用率 较高；此外，本发明的变换器可解决传统升压变换器右半平面零点的问题，将零点移至左半 平面。
[0018] 变换器可能存在四种工作模式：I. Si导通，S 2关断；II. S i关断，S 2导通；III. S 1导 通，S2导通；IV. Si关断，s2关断。
[0019] 14导通，S2关断
[0020] 开关管Si开通时，输入电压Vin为电感La充电，电流线性增大。电容q中储存 的能量通过电感Lb流向输出侧，电流Ub线性减小。此时，开关管S 2处于关断状态，功率由 输入侧通过二极管D2直接流向输出侧。
[0021] II. Si关断，S2导通
[0022] 此工作模式与I相仿，S# S 2的通断状态互换。
[0023] III. Si导通，S2导通
[0024] 开关管导通时，输入电压Vin为电感La、L。充电。电容中储存的能量 通过电感Lb、Ld流向输出侧，电流Ub、均线性减小。
[0025] IV. Si关断，S2关断
[0026] 开关管Si、&均关断时，二极管D p D2导通，电容C p C2充电，功率直接由输入侧流 向输出侧。
[0027] 本发明的变换器中各电感的电流可用自感、互感以及电感电压的矩阵方程表示：
[0029] 设定变换器中各电感间La= Lf LpLe Ld= L2，各电感之间的互感Mab= 1^ =
将式（1)中的逆矩阵定义为X，即有：
[0031]其中：
[0039] 由两相交错磁集成boost变换器中开关管开通关断状态，建立变换器的平 均状态方程，线性化后得到的结果如下：
[0047] 其中，D代表开关管开通的占空比。由上述小信号模型，可得到变换器控制-输出 传递函数Gv_d(s)的表达式为：
[0052] 即本发明提出的变换器只要满足下述关系式，即可确保零点位置位于左半平面：
[0054] 其中，4为1^与Lb(同为、与Ld)间耦合系数，k 2为与Ld(同为L。与Lb)间耦合 系数，ka。为LAL。親合系数。由上述分析可知，当本发明的变换器满足式（5)的关系时即 为最小相位系统，动态特性相比非最小相位系统将有较大提高。
[0055] 附图2表示以为自变量时，零点位于左半平面的占空比D取值范围，其中用α 表示电感量1^与"间的比例，由附图2可知，当参数设计合理时，本发明的变换器可以在较 宽占空比工作范围内均可满足最小相位系统，大大提高变换器的动态响应速度。
[0056] 以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定 本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在 不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的 保护范围。
【主权项】
1. 一种两相交错磁集成boost变换器，其特征在于：所述变换器包括电感La、Lb、I^、Ld， 开关管SpS2，电容CpCy其中，电感1^的异名端和电感Lb的异名端相连，电感L。的同名端 和电感Ld的同名端相连，电感L3的同名端和电感L。的异名端相连，电感Lb的同名端和电感 Ld的异名端相连，开关管Si的一端的电感La的异名端相连，Si的另一端接地，开关管S2的 一端的电感L。的同名端相连，S2的另一端接地，电容q的一端的电感Lb的异名端相连，Ci 的另一端接地，电容C2的一端的电感Ld的异名端相连，C2的另一端接地，电感1^的同名端 作为变换器的输入端，电感Lb的同名端作为变换器的输出端；所述开关管SpS；；的驱动信号 相互交错180°，所述电感La、Lb、L。及L,共用同一磁芯。2. 根据权利要求1所述的变换器，其特征在于：所述变换器满足：其中，D代表所述开关管开通的占空比，匕为L3与L,间耦合系数，k2为与L涧耦合系 数，ka。为L3与L。親合系数，LLa=L。、L2=Lb=Ld。3. 根据权利要求1所述的变换器，其特征在于：在电感L3和Lb之间连接有二极管Dρ Di的正极接电感La的异名端，Di的负极接电感Lb的异名端；在电感I^PLd之间连接有二 极管D2，D2的正极接电感La的同名端，Di的负极接电感Lb的同名端。4. 根据权利要求1所述的变换器，其特征在于：在变换器的输出端并联有电容Cμ(；的 一端接变换器的输出端，(；的另一端接地。
【专利摘要】本发明提出了一种两相交错磁集成boost变换器，电感La、Lb及电感Lc、Ld分别构成两相，关开管S1、S2的驱动信号相互交错180？，电感La、Lb、Lc及Ld共用同一磁芯，La与Lb、Lc反相耦合，与Ld正向耦合。本发明还给出了变换器移除右半平面零点的条件。当参数设计合理时，本发明的变换器可以在较宽占空比工作范围内均可满足最小相位系统，大大提高变换器的动态响应速度。除上述优点外，输出滤波电感均集成在同一磁芯上，变换器的功率密度也实现了大幅提高。
【IPC分类】H02M3/155
【公开号】CN105262336
【申请号】CN201510752719
【发明人】张东来, 刘贺
【申请人】哈尔滨工业大学深圳研究生院
【公开日】2016年1月20日
【申请日】2015年11月6日