一种永磁风力发电系统的pwm并网逆变器控制方法
【专利摘要】本发明公开一种永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法，包括：得到一个并网电流基波周期T内的电流采样值和滤波电容电流值；将所述电流采样值与电流反馈值相减；经过调节与同步信号相乘，得到并网逆变器网侧电流指令信号；将所述滤波电容电流采样值与滤波电容电流反馈值相减；进行比例谐振调节，得到滤波电容电流指令信号；将并网逆变器网侧电流与电流指令信号调节后与滤波电容电流指令信号相加，再乘以比例系数，得到总控制量；根据所述总控制量，产生逆变器脉冲宽度调制信号PWM。本发明能够实现有功和无功的解耦控制，提高整个系统的稳定性和高效性。
【专利说明】
一种永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及电力技术控制领域，特别是涉及一种永磁风力发电系统的PWM并网逆 变器控制方法。
【背景技术】
[0002] 光伏、风力等并网发电系统主要由光伏阵列、风机和并网逆变器等组成，在可调度 式系统中，还会配备蓄电池作为储能设备。并网发电系统通过配合容量适合的逆变器接到 公共电网上，在白天日照充足情况下，出了提供本地负载，多余点了可以提供给公共电网， 夜间或阴天情况，本地负载则直接从电网获取所需电能。
[0003] 结合PWM控制技术的逆变器称为PWM逆变器，PWM逆变器经过30多年的探索和研究， 取得了很大的进展，其主电路从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型器件桥路;其 拓扑结构从单相、三相电路发展到多相组合及多电平拓扑电路;PWM开关控制由单纯的硬件 开关调制发展到软开关调制，功率等级也从千瓦级发展到兆瓦级，随着PWM逆变器技术的发 展，已经设计出多种PWM逆变器，具体有如下几种类型：
[0004] 按照电网相数分类:单相电路，三相电路，多相电路；
[0005] 按照PWM开关调制分类:硬开关调制，软开关调制；
[0006] 按照桥路结构分类:半桥结构，全桥结构；
[0007] 按照调制电平分类:二电平，三电平电路，多电平电路；
[0008] 根据直流储能元件的不同，PWM逆变器又分为电压型PWM逆变器和电流型PWM逆变 器。电压型、电流型P丽逆变器，无论是在主电路结构、P丽信号发生以及控制策略等方面均 有各自的特点，并且两者间存在电路上的对偶性。其他分布方法就主电路拓扑结构而言，均 可归类于电流型或电压型PWM逆变器。
[0009] 并网逆变器是并网系统的很重要的一个部分，它分电压源型和电流源型两种。电 压源型PWM并网逆变器技术比较成熟，由于其很好的双向并网逆变能力，因而被广泛的应用 于并网发电中。但电压型并网逆变器工作的直流侧电压必须高于电网电压峰值且保持恒值 不变，所以中间要加升压斩波器，这样无疑会增加系统成本，并降低系统的效率。而三相电 流型PWM并网逆变器无需升压电路，直接利用电流型PWM并网逆变器自身特点即可解决直流 侧电压低的并网问题，提高了系统效率，节约了成本。
[0010] 电流型PWM逆变器的控制策略包括：
[0011] 1)间接电流控制
[0012] 间接电流控制的基本思路是通过控制逆变器输入电压基波的幅值和相位，间接的 控制输出电感电流，使得交流侧输出相电流与交流侧相电压保持同相位，因此又称为幅值 相位控制。
[0013] 间接电流控制的优点是控制结构简单、无需电流传感器，并且具有良好的开关特 性，静态特性良好，便于微机实现。且缺点是动态响应慢，且对系统参数变化灵敏，动态过程 中存在直流电流偏移。
[0014] 电流型PWM逆变器的间接电流控制，是指通过控制逆变器交流侧电容电压或交流 输出电流的幅值和相位，从而间接控制电流型PWM逆变器的网侧电流。电流型PWM逆变器交 流输出电流的基波分量是SPWM调制信号的线性放大，应用SPWM技术，通过对调制信号的控 制就可以实现对逆变器输出电流相位和幅值的调节，然后通过交流侧LC滤波器滤波作用， 就可以实现逆变器的间接电流控制，达到网侧单位功率因数。当然，为了稳定输入直流电 流，间接电流控制还需要引入电流闭环反馈。
[0015] 2)直接电流控制
[0016] 直接电流控制是一种电流瞬态跟踪控制方法，由运算求出交流侧电流指令信号， 再引入交流侧电流反馈，通过对交流侧电流的直接控制使其跟踪指令电流值。这种控制方 式具有电流内环和电压外环的双环控制结构;在电流内环中，通过对功率因数角的控制可 实现对无功功率的控制。在电压外环中，对直流电流的控制则是通过调节交流电流的参考 幅值来实现的。外环电压稳定与否取决于内环电流能否快速准确地跟踪电流给定。由于这 种控制方式能有效地跟踪负载电压的变化，具有动态性能好，限流容易，电流控制精度高等 优点，受到广泛关注，并先后研究出各种不同的控制方案，主要包括由PID控制，预测电流控 制，滑模变结构控制，极点配置，二次型最优控制，非线性状态反馈控制，模糊控制等方式。 但他们的共同特点是需要对控制变量解耦，计算量大，实现困难，而且对状态变量的检测需 要两个电流传感器，有的还需要交流电动势传感器和电容电压传感器，成本较高。
[0017] 电流型PWM逆变器的调制方式
[0018] i)spmi技术
[0019] SPWM技术是将正弦波调制信号与频率固定的三角载波信号相比较，交点作为开关 点，得到一系列幅值相等，宽度不等的高频脉冲序列，经过逆变器的功率放大后，能够准确 地再现调制波信息，SPWM具有优良的传输特性、优化的频谱分布，成为当今调制技术的基本 方式。
[0020] 电流型逆变器SPWM调制技术是在传统的二逻辑双极性SPWM调制技术的基础上，通 过一定的矩阵运算转化为三逻辑PWM波形，这种三逻辑信号也充分体现调制波的信息，并且 咋高频和低频的情况下都是解耦的，可以用来控制主电路开关的开通与关断，从而达到控 制交流侧电流的目的。
[0021] 而随着智能型高速微控制芯片的发展、指令周期的缩短、计算功能的增强及存储 容量的增加，使得数字化SPWM有了更广阔的应用前景。因此，近些年来电压矢量脉宽调制技 术得到了快速地发展，在电气传动的许多方面得到了广泛的应用。
[0022] 1、电压空间矢量PWM法最早是被应用于交流变频调速系统中，采用SVPWM模式的交 流变频调速系统较之采用常规SPWM模式的交流调速系统，不仅电机转矩脉动减小了，馈电 给逆变器的直流电压利用率提高了；同时定子相电流更接近于正弦波，谐波更少，且采用 SVPWM模式的交流变频调速系统其动态性能非常优良。
[0023] 2、目前电压空间矢量PWM法广泛应用在有源滤波器中，它把三相变流器作为一个 整体来控制，很好地协调了 PWM主电路各相间的相互作用。这种控制策略可有效地跟踪指令 电流，抑制了负载谐波，显著减小了电源侧电流的电流总畸变率，是一种有效的电流跟踪控 制方案。
[0024] 3、电压空间矢量PWM法应用于整流控制系统中，系统具有良好的动态性能，易于数 字化实现，既能实现高功率因数，又能使能量双向流动。其最突出的优势是直流利用率较之 常规的SPWM控制方法提高了约15.47%，而且，不同的调制方法将使开关损耗得到不同程度 的减小。正是基于上述优点，空间矢量PWM法越来越广泛地应用于整流控制系统中。
[0025]三相并网逆变器一般由三相全桥电路实现，三个桥臂中的每个桥臂由2个功率器 件串联，中间连接处作为三相电压输出端，通过控制6个功率器件的开通与关断时刻，实现 对三相输出电压或三相输出电流的实时控制。目前使用较为广泛的是SVPWM方法，该方法在 每一个开关周期内都要对每个功率器件完成2次开关切换(定义功率器件从开通切换懂啊 关断，或从关断切换懂啊开通，为1次开关切换），而功率器件没一次开关切换都会造成一定 的功率损耗。当开关频率较低时，功率器件开关损耗可以忽略，但较低的开关频率会造成三 相电压或电流输出波形含有较多的谐波含量，影响波形正弦度的同时，也增加了滤波电流 的负担与成本。
[0026]为了追求谐波两较小的输出电压和输出电流，一般需要提高开关频率，但显然会 带来较大的功率器件开关损耗，导致三相并网逆变器转换效率降低。为了进一步提高开关 频率，降低开关损耗，现有技术中有采用不连续调制技术实现了在三相多电平逆变器上开 关损耗的降低。另一种方案中，将不连续调制应用到有源滤波器上取得了较好的控制效果。 还有一种方案是提出了应用于三相两电平逆变器上的统一型不连续调制技术。上述方案都 采用在基本正弦波参考电压基础上注入不同德零序分量实现，且每个桥臂开关在一个基波 周期内的不动作区间为120°。
【发明内容】
[0027]本发明正是基于以上一个或多个问题，提供一种永磁风力发电系统的PWM并网逆 变器控制方法，用以解决现有技术中存在的网侧逆变器输出有功和无功的无法解耦的问 题。
[0028]所述永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法包括：
[0029] 对并网电流、滤波电容电流进行采样，采样周期为T，得到一个并网电流基波周期T 内的M个电流采样值Ine^和M个滤波电容电流值in_其中，M = L/T，m = 0,1，2…，M-1，电流采 样值InetO对应并网电流基波的0相位点，滤波电容电流采样值inetO对应并网滤波电容电流基 波的〇相位点；
[0030] 将所述M个电流采样值Inetm与电流反馈值相减，得到第一误差值；
[0031] 将所述M个滤波电容电流采样值inetm与滤波电容电流反馈值相减，得到第二误差 值；
[0032] 对所述第一误差值经过调节与同步信号相乘，得到并网逆变器网侧电流指令信 号；
[0033] 对所述第二误差值进行比例谐振调节，得到滤波电容电流指令信号；
[0034] 将并网逆变器网侧电流与所述电流指令信号调节后与滤波电容电流指令信号相 加，再乘以比例系数，得到总控制量；
[0035] 根据所述总控制量，产生占空比M随合成的总控制量变化的逆变器脉冲宽度调制 信号PWM。
[0036] 进一步的，永磁同步发电机系统包括:主电路、驱动电路、控制电路和辅助电路。
[0037] 进一步的，所述主电路包括整流电路，电容滤波电路和IPM逆变电路。
[0038] 进一步的，所述并网逆变器网侧电流与所述电流指令信号经过电流外环PI调节器 调节；
[0039] 所述PI调节器的比例系数为：
[0040] 所述PI调节器的超前时间系数为
[0041 ] 其中:R为电流外环电阻，C为电流外环电容，L为电流外环电感。
[0042]进一步的，所述方法还包括：
[0043]采集电网三相电压信号Uga、Ugb、Ugc，和逆变器交流侧三相电流信号i a、i b、i c;
[0044]将所述电网三相电压信号Uga、Ugb、Ugc经过坐标变换得到两相同步旋转坐标系下的 电网电压信号Ugd和ugq，将所述逆变器交流侧三相电流信号"、"、1。经过坐标变换得到两相 同步旋转坐标系下的交流侧电流信号id和i q;
[0045]根据逆变器在三相静止坐标系下的数学模型，当逆变器交流侧三相电感不平衡 时，建立逆变器在两相同步旋转坐标系下的数学模型；
[0046] 根据所述两相同步旋转坐标系下的数学模型，建立两相同步旋转坐标系的d轴和q 轴有效解耦的电流环控制器；
[0047] 根据所述电流环控制器在电感不平衡条件下进行三相PWM并网逆变器的解耦控 制。
[0048] 进一步的，所述坐标变换采用Clarke变换、Park变换或者Park逆变换中的一种。
[0049]进一步的，所述逆变器在三相静止坐标系下的数学模型为：
[00511 其中，La、Lb、Lc为逆变器交流侧的三相电感，R a、Rb、Rc为线路中的三相电阻，uga、 ugb、ugc为电网三相电压，ua、Ub、uc为逆变器交流侧三相电压，_为逆变器交流侧中性点与直 流侧负极之间的电位差。
[0052] 进一步的，所述逆变器在两相同步旋转坐标系下的数学模型为：
[0053] \Zdid ~ Zqdiq = ~Ud+ Aqd ^Sq ~ Uq^ . \Zqi.q + ZqJd = Adq(pgd - ud) + ugq - uq *
[0054] 其中：Aqd和Adq分别为两相同步旋转坐标系下d轴和q轴电压耦合系数，Zd和Zq分别 为两相同步旋转坐标系下d轴和q轴的电感阻抗，Zqd和Zdq分别为两相同步旋转坐标系下q轴 对d轴的耦合阻抗和d轴对q轴的耦合阻抗;Ud和u q分别为逆变器交流侧电压信号在两相同步 旋转坐标系下d轴和q轴分量。
[0055] 进一步的，所述两相同步旋转坐标系的d轴和q轴有效解耦的电流环控制器的输入 为交流侧两相电流信号和电网电压信号，输出为两相同步旋转坐标系下逆变器交流侧电压 给'疋^直Ud-ref 矛口Uq-ref。
[0056] 进一步的，所述两相同步旋转坐标系的d轴和q轴有效解耦的电流环控制器为：
[0058]其中，icUrrf和iq_rrf分别为逆变器交流侧电流d轴和q轴分量给定值，ki为积分系数， kP为比例系数，Rm为逆变器三相电阻平均值。
[0059]本发明提供的永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法，通过采集并网电流、 滤波电容电流在周期T内的多个采样值，并对多个采样值进行内环及外环调节，能够有效减 小网侧逆变器输出电流中的谐波，降低输出波形畸变，实现有功和无功的解耦控制，提高整 个系统的稳定性和高效性。
【附图说明】
[0060] 图1是本发明实施例一的永磁风力发电系统的P丽并网逆变器控制方法的流程图；
[0061] 图2是本发明实施例二的永磁风力发电系统结构示意图；
[0062] 图3是本发明实施例二的驱动电路结构示意图；
[0063] 图4是本发明实施例二的采样电路结构示意图。
【具体实施方式】
[0064]下面结合附图和实施例对本发明进行详细说明。需要说明的是，如果不冲突，本发 明实施例以及实施例中的各个特征可以相互结合，均在本发明的保护范围之内。
[0065] 实施例一
[0066] 本发明实施例一提供一种永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法，所述永 磁同步发电机系统包括:主电路、驱动电路、控制电路和辅助电路。所述主电路包括整流电 路，电容滤波电路和IPM逆变电路。
[0067] 如图1所示，该方法包括：
[0068] 101、对并网电流、滤波电容电流进行采样，采样周期为T，得到一个并网电流基波 周期T内的M个电流采样值I 和M个滤波电容电流值i ne 。其中，M = L/T，m = 0，1，2…，M-1， 电流采样值InetO对应并网电流基波的0相位点，滤波电容电流采样值inetO对应并网滤波电容 电流基波的〇相位点。
[0069] 102、将所述M个电流采样值Inetm与电流反馈值相减，得到第一误差值；
[0070] 103、将所述M个滤波电容电流采样值inetm与滤波电容电流反馈值相减，得到第二 误差值；
[0071] 104、对所述第一误差值经过调节与同步信号相乘，得到并网逆变器网侧电流指令 信号；
[0072] 105、对所述第二误差值进行比例谐振调节，得到滤波电容电流指令信号；
[0073] 106、将并网逆变器网侧电流与所述电流指令信号调节后与滤波电容电流指令信 号相加，再乘以比例系数，得到总控制量
[0074] 具体的，所述并网逆变器网侧电流与所述电流指令信号经过电流外环PI调节器调 T ；
[0075] 所述PI调节器的比例系数为
[0076] 所述PI调节器的超前时间系
[0077] 其中:R为电流外环电阻，C为电流外环电容，L为电流外环电感。
[0078] 107、根据所述总控制量，产生占空比M随合成的总控制量变化的逆变器脉冲宽度 调制信号PWM。
[0079] 其中，占空比M为：
[0080] M=KX(M=KX(Iref-IL)
[0081] 其中，K为比例系数，II为直流侧电感电流稳态值，为直流侧给定电流值。
[0082] 本发明提供的永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法，通过采集并网电流、 滤波电容电流在周期T内的多个采样值，并对多个采样值进行内环及外环调节，能够有效减 小网侧逆变器输出电流中的谐波，降低输出波形畸变，实现有功和无功的解耦控制，提高整 个系统的稳定性和高效性。
[0083] 实施例二
[0084] 本发明实施例二提供一种永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法。其中，该 永磁风力发电系统如图2所示，包括主电路、驱动电路、控制电路和辅助电路。其中主电路由 三相整流电路、智能功率模块IPM逆变电路和永磁同步电机等组成;驱动电路将DSP生成的6 路PWM信号经过光耦隔离后驱动IPM功率逆变器件;控制电路由TMS320F2812DSP控制芯片为 核心，用来完成永磁同步电机的速度环和电流环的控制器算法的实现，空间矢量PWM波的生 成等;辅助电路由霍尔传感器、电流检测电路和故障检测保护电路等组成，实现电机转速和 位置检测、电流检测以及系统保护等。
[0085] 其中，驱动电路的作用是将DSP输出的PWM脉冲放大到足以驱动功率开关管，单从 原理上来讲，驱动电路主要起开关功率放大作用，但其重要性在于功率开关管的开关特性 与驱动电路的性能密切相关，设计优良的驱动电路能够改善功率开关管的开关特性，从而 减小开关损耗，提高整个系统的效率及功率器件工作的可靠性。因此，驱动电路的优劣直接 影响变换器的性能。本实施例选用的功率开关器件使用的是IPM(6MBP20RH060)，DSP发出的 pmi脉冲高低电平分别为0V和3V，而IPM需要的驱动信号高低电平分别为0V和15V，并且当 6MBP20RH060的脉冲输入引脚是低电平时IGBT导通，高电平时关断。
[0086]本实施例的驱动电路结构如图3所示，其中，PWM是DSP发出的脉冲，f aul t是保护电 路发出的信号。与非门采用TI公司的SN74F00D，高速光耦采用HCPL4504,这里，用光耦和与 非门相结合不但可以实现脉冲信号的放大和取反，而且有效的实现了弱电和主电路的电气 隔离。IPM正常工作时fault为高电平。当PWM为高电平时，光耦输出^为低电平，内部IGBT导 通，反之，当PWM脉冲为低电平时，Vidl5V的高电平，内部IGBT关断。IPM出现故障时fault信 号为低电平，导致vin输出高电平关断内部IGBT。起到外部封锁PWM脉冲的作用。除此之外，需 要关断内部IGBT时，可以加给fault引脚一个低电平封锁PWM脉冲。
[0087] 控制电路包括采样电路、Clark变换，Park变换电路、PI调节器控制电路和PWM脉冲 的生成电路。
[0088] 常用的电流采样方法有取样电阻法、电流互感器法和霍尔传感器法等。其中，霍尔 传感器具有精度高、线性好、频带宽和响应快等优点，但霍尔传感器价格昂贵，成本高;取样 电阻法会存在电气隔离问题，需外加光隔离器或磁隔离器，而且功率损耗大。鉴于三相并网 电流为近似正弦波的工频交流量，采用电流互感器即可满足采样要求，因此，本实施例用电 流互感器法对并网电流、滤波电容电流进行采样。电流互感器的功能一方面实现主电路和 控制电路的电气隔离，另一方面实现对定子电流的转换和取样。电流互感器的输出是定子 电流按比例缩小后的双极性交流电流信号，而DSP的A/D转换模块只能采集0-3V之间的单极 性电压信号，因此，还需要采样电路把电流互感器的输出信号调制到DSP能采集的范围。 [0089]本实施例的采样电路结构如图4所示。图4中，运算放大器采用TI公司的TL082,由 ±15V的电源供电；T为电流互感TA14W-200。!'的输出h是网侧电流按转化率缩小后的交流 电流信号;一个电压跟随器，电阻Ri和R2的并联做米样电阻，将ii转换成电压信号ui输出；第 二级运放将m的幅值缩放成± 1.5V，相位保持不变;最后，-15V的直流电源和电阻R4的串联 构成一个提升电路，将m提升1.5V，得到幅值是0-3V的单极性电压信号u〇。
[0090] 值得注意的是，在电流采样电路的设计中，对于电流互感器的使用，必须选择合适 的采样电阻以获得较高的采样精度，采样电路的输出端两个反并联二极管组成限幅电路， 将输出电压钳位在0-3V之间以免损坏DSP。
[0091] 本发明实施例二提供一种永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法。在实施 例一方法的基础上还包括如下步骤：
[0092] 107、采集电网三相电压信号Uga、Ugb、U gc，和逆变器交流侧三相电流信号ia、ib、ic;
[0093] 108、将所述电网三相电压信号Uga、Ugb、U gc经过坐标变换得到两相同步旋转坐标系 下的电网电压信号Ugd和ugq，将所述逆变器交流侧三相电流信号"、"、1。经过坐标变换得到 两相同步旋转坐标系下的交流侧电流信号id和iq;
[0094] 本实施例中，所述坐标变换采用Clarke变换、Park变换或者Park逆变换中的一种。 [0095] 109、根据逆变器在三相静止坐标系下的数学模型，当逆变器交流侧三相电感不平 衡时，建立逆变器在两相同步旋转坐标系下的数学模型；
[0096]本实施例中，所述逆变器在三相静止坐标系下的数学模型为：
[0098] 其中，La、Lb、Lc为逆变器交流侧的三相电感，Ra、R b、Rc为线路中的三相电阻，uga、 ugb、ugc为电网三相电压，ua、Ub、uc为逆变器交流侧三相电压，_为逆变器交流侧中性点与直 流侧负极之间的电位差。
[0099]所述逆变器在两相同步旋转坐标系下的数学模型为：
[01 00] {Zt沁-=~
[ZJq + Zqdid - ^dq(ugd-Ud) + ugq -'
[0101] 其中：Aqd和Adq分别为两相同步旋转坐标系下d轴和q轴电压耦合系数，Zd和Zq分别 为两相同步旋转坐标系下d轴和q轴的电感阻抗，Zqd和Zdq分别为两相同步旋转坐标系下q轴 对d轴的耦合阻抗和d轴对q轴的耦合阻抗;Ud和u q分别为逆变器交流侧电压信号在两相同步 旋转坐标系下d轴和q轴分量。
[0102] 110、根据所述两相同步旋转坐标系下的数学模型，建立两相同步旋转坐标系的d 轴和q轴有效解耦的电流环控制器；
[0103] 本实施例中，所述两相同步旋转坐标系的d轴和q轴有效解耦的电流环控制器的输 入为交流侧两相电流信号和电网电压信号，输出为两相同步旋转坐标系下逆变器交流侧电 压给疋值Ud_ref取lllq_ref。
[0104] 优选的，所述两相同步旋转坐标系的d轴和q轴有效解耦的电流环控制器为：
[0106] 其中，id_rrf和iq_rrf分别为逆变器交流侧电流d轴和q轴分量给定值，ki为积分系数， kP为比例系数，Rm为逆变器三相电阻平均值。
[0107] 111、根据所述电流环控制器在电感不平衡条件下进行三相PWM并网逆变器的解耦 控制。
[0108] 以上所述仅为本发明的实施方式，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本 发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的 技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。
【主权项】
1. 一种永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法，其特征在于，所述方法包括： 对并网电流、滤波电容电流进行采样，采样周期为T，得到一个并网电流基波周期T内的 Μ个电流采样值Inet4PM个滤波电容电流值inetm其中，M = L/T，m = 0,1，2···，M-1，电流采样值 Ine3t〇对应并网电流基波的0相位点，滤波电容电流采样值ine3t〇对应并网滤波电容电流基波的 〇相位点； 将所述Μ个电流采样值Ine^与电流反馈值相减，得到第一误差值； 将所述Μ个滤波电容电流采样值in_与滤波电容电流反馈值相减，得到第二误差值； 对所述第一误差值经过调节与同步信号相乘，得到并网逆变器网侧电流指令信号； 对所述第二误差值进行比例谐振调节，得到滤波电容电流指令信号； 将并网逆变器网侧电流与所述电流指令信号调节后与滤波电容电流指令信号相加，再 乘以比例系数，得到总控制量； 根据所述总控制量，产生占空比Μ随合成的总控制量变化的逆变器脉冲宽度调制信号 PWM。2. 如权利要求1所述的永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法，其特征在于，永 磁同步发电机系统包括:主电路、驱动电路、控制电路和辅助电路。3. 如权利要求2所述的永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法，其特征在于，所 述主电路包括整流电路，电容滤波电路和IPM逆变电路。4. 如权利要求1所述的永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法，其特征在于，所 述并网逆变器网侧电流与所述电流指令信号经过电流外环PI调节器调节； 所述PI调节器的比例系数为：所述PI调节器的超前时间系数为：其中:R为电流外环电阻，C为电流外环电容，L为电流外环电感。5. 如权利要求1所述的永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法，其特征在于，所 述方法还包括： 采集电网三相电压信号Uga、Ugb、Ugc，和逆变器交流侧三相电流信号i a、ib、ic; 将所述电网三相电压信号Uga、Ugb、Ugc经过坐标变换得到两相同步旋转坐标系下的电网 电压信号Ugd和ugq，将所述逆变器交流侧三相电流信号ia、ib、ic经过坐标变换得到两相同步 旋转坐标系下的交流侧电流信号id和i q; 根据逆变器在三相静止坐标系下的数学模型，当逆变器交流侧三相电感不平衡时，建 立逆变器在两相同步旋转坐标系下的数学模型； 根据所述两相同步旋转坐标系下的数学模型，建立两相同步旋转坐标系的d轴和q轴有 效解耦的电流环控制器； 根据所述电流环控制器在电感不平衡条件下进行三相PWM并网逆变器的解耦控制。6. 如权利要求5所述的永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法，其特征在于，所 述坐标变换采用Clarke变换、Park变换或者Park逆变换中的一种。7. 如权利要求5所述的永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法，其特征在于，所 述逆变器在三相静止坐标系下的数学模型为：其中，La、Lb、Lc为逆变器交流侧的三相电感，Ra、R b、Rc为线路中的三相电阻，uga、ugb、ugc 为电网三相电压，ua、ub、uc为逆变器交流侧三相电压，uQN为逆变器交流侧中性点与直流侧负 极之间的电位差。8. 如权利要求5所述的永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法，其特征在于，所 述逆变器在两相同步旋转坐标系下的数学模型为：其中：Aqd和分别为两相同步旋转坐标系下d轴和q轴电压耦合系数，Zd和Zq分别为两 相同步旋转坐标系下d轴和q轴的电感阻抗，Zqd和Zdq分别为两相同步旋转坐标系下q轴对d 轴的耦合阻抗和d轴对q轴的耦合阻抗;Ud和uq分别为逆变器交流侧电压信号在两相同步旋 转坐标系下d轴和q轴分量。9. 如权利要求5所述的永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法，其特征在于，所 述两相同步旋转坐标系的d轴和q轴有效解耦的电流环控制器的输入为交流侧两相电流信 号和电网电压信号，输出为两相同步旋转坐标系下逆变器交流侧电压给定值Ud_rrf和u q_rrf。10. 如权利要求9所述的永磁风力发电系统的PWM并网逆变器控制方法，其特征在于，所 述两相同步旋转坐标系的d轴和q轴有效解耦的电流环控制器为：其中，icUrrf和iq_rrf分别为逆变器交流侧电流d轴和q轴分量给定值，ki为积分系数，kp为 比例系数，Rm为逆变器三相电阻平均值。
【文档编号】H02J3/38GK105958525SQ201510947257
【公开日】2016年9月21日
【申请日】2015年12月16日
【发明人】王红玲, 郭利辉
【申请人】许昌学院