多用途双向功率电力试验电源系统及其控制方法

多用途双向功率电力试验电源系统及其控制方法
【专利摘要】本发明涉及样一种多用途双向功率电力试验电源系统及其控制方法，该系统包括PWM可逆整流器以及有源钳位双向DC/DC变换器；该方法包括：第一级采用单极性SPWM控制，第一级电路在功率正向流动时，具有功率因数校正功能，PF值很高；功率逆向流动时，总谐波畸变率低；第二级采用移相控制或PWM控制，功率正向流动时，输出直流电压调整幅度宽；采用了有源钳位电路后，实现了第二级电路开关管的软开关，因此在不同负载情况下均具有较高的效率。该电源采用全数字控制，与传统的电力试验电源相比，具有体积小、重量轻、功能多等特点，适用于电力操作、检修试验、蓄电池充放电等场合。
【专利说明】
多用途双向功率电力试验电源系统及其控制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及一种多用途双向功率电力试验电源系统及其控制方法。
【背景技术】
[0002] 为了满足安全生产的需要，电力系统中需要配备多种常用的直流电源，如直流屏、 电力试验电源、蓄电池充放电仪、壁挂电源等。
[0003] 电力试验电源适用于发电厂、变电站及大中型工业企业，可作为标准的继电保护 试验电源;又可作为便携式直流电源，为二次设备的可靠供电提供保障。我国电力事业正向 着安全、稳定、经济、清洁的现代能源产业体系发展，电力试验电源在电力操作、检修试验方 面的需求越来越大。
[0004] 电力试验电源是一种输出直流电压可以调整的电源，主要有两种不同的类别：线 性电源采用的功率调整管工作在线性区，所以又被称为串联调整式电源;线性稳压电源具 有电路简单，瞬态响应快，输出电压纹波小，电压稳定度高等优点，但是有效率低(通常只有 35%~40%)、设备体积大（工频变压器、较大的LC滤波器)等不足。而开关电源的功率半导 体器件则工作在开关状态，通过控制器件的导通时间在一个开关周期内所占的比例（占空 比）来调节输出电压;开关电源采用的是高频隔离变压器，同时LC滤波器也较小，因此具有 体积小、重量轻等优点，电源效率和功率密度也较高；同时其输出电压调节方便，很容易实 现模块化;但是由于功率半导体器件工作在高频开关状态，在其开关过程中产生较大的尖 峰和谐波干扰，如果不进行抑制或者屏蔽，不但会影响系统的稳定运行，还可能干扰周围的 电子设备。鉴于开关电源在成本和效率等方面的优势，目前市面上的电力试验电源大部分 为开关电源，而软开关技术和数字控制的不断成熟也为电力试验电源的发展注入了新的活 力。
[0005] 传统的电力试验电源多采用二极管桥式整流加移相全桥的两级式方案，该方案电 路比较简单，但是其交流侧电流了波形畸变严重，谐波含量较大；专利申请号为 20 1 1 10237459. X-继电保护试验电源装置中增加了无源PFC电路，专利申请号为 201410480415.3-数字式直流试验电源为加入BOOST型PFC电路的三级式方案，以满足低输 入电流谐波的要求，但都只能实现功率交流侧到直流侧的单向流动。
[0006] 直流操作电源以及直流母线都配有蓄电池组，以提高系统的安全性和可靠性，因 此需要专门的设备定期对蓄电池进行放电管理，以保持蓄电池组的均衡性，从而延长其使 用寿命。而传统的蓄电池放电仪在给蓄电池放电时，不能将电能回馈给电网，而是将蓄电池 能量通过功率电阻消耗掉，造成的能源浪费。专利申请号为201220296142.3--种蓄电池充 放电机公开了一种蓄电池充放电一体装置，既可以对蓄电池充电、又能够将蓄电池能量回 馈到电网中，但其充电阶段采用的是可控硅三相全控整流电路，其工作频率低、输出电压纹 波较大，因此需要配置较大的滤波器;此外，其放电阶段采用逆变器，也就是说该装置内部 有两套电路，分别用于充电和放电，因此该装置器件较多、体积较大、功率密度较低。
[0007] 专利申请号为201210014240.8-V2G双向功率变换电动汽车充放电系统及其控制 方法公开了一种双向功率变换电动汽车充放电系统及其控制方法，其后级采用双向半桥型 LLC谐振变换器，在工程应用中适用于3kW以下场合，由于LLC谐振变换器采用的是变频控 制，当输出直流电压变化范围很大时，调频范围很大，这对磁性器件的选择、设计、系统控制 稳定性都带来了很大挑战，甚至是不可行的控制方式。以此其输出直流电压不能宽范围调 整，不合适作为电力试验电源的电路方案。

【发明内容】

[0008] 本发明的目的在于提供一种多用途双向功率电力试验电源系统及其控制方法，以 克服现有技术中存在的缺陷。
[0009] 为实现上述目的，本发明的技术方案是:一种多用途双向功率电力试验电源系统， 包括:依次相连的一 PWM可逆整流器、一双向DC/DC变换器以及一 LC滤波电路;所述PWM可逆 整流器包括一AC/DC PWM可逆整流单元;所述双向DC/DC变换器包括依次相连的DC/AC高频 整流/逆变单元、高频变压器以及AC/DC高频整流/逆变单元;所述AC/DC PWM可逆整流单元 作为交流侧输入端，所述LC滤波电路作为直流侧输出端;还包括一控制器，所述控制器经驱 动隔离单元分别与所述AC/DC PWM可逆整流单元、所述DC/AC高频整流/逆变单元以及所述 AC/DC高频整流/逆变单元相连;所述控制器还分别与用于采样交流侧电流的交流电流采样 单元、用于采样交流侧电压的交流电压采样单元、用于采样直流母线电压的直流电压采样 单元、用于采样高频变压器原边电流的原边电流采样单元、用于采样输出直流电压的输出 电压采样单元、用于采样输出直流电流的输出电流采样单元、LED显示模块以及按键模块相 连。
[0010] 在本发明一实施例中，所述AC/DC PWM可逆整流单元包括:分别反并联有二极管的 第一至第四IGBT管、交流侧电感以及直流母线电容;第一 IGBT管的发射极与第二IGBT管的 集电极相连，并与所述交流侧电感的一端相连，所述交流侧电感的另一端接入交流侧一端； 第三IGBT管的发射极与第四IGBT管的集电极相连，并接入交流侧的另一端;所述第一 IGBT 管的集电极与所述第三IGBT管的集电极相连，并与所述直流母线电容的一端相连;所述第 二IGBT管的发射极与所述第四IGBT管的发射极相连，并与直流母线电容的另一端相连;所 述第一至第四IGBT管的栅极均与所述驱动隔离单元相连。
[0011] 在本发明一实施例中，所述DC/AC高频整流/逆变单元包括:分别反并联有二极管 的第五至第八IGBT管;第五IGBT管的发射极与第六IGBT管的集电极相连，并接入所述高频 变压器一次侧的同名端;第七IGBT管的发射极与第八IGBT管的集电极相连，并接入所述高 频变压器的一次侧异名端;所述第五IGBT管的集电极与所述第七IGBT管的集电极相连;所 述第六IGBT管的发射极与所述第八IGBT管的发射极相连;所述第五至第八IGBT管的栅极均 与所述驱动隔离单元相连。
[0012] 在本发明一实施例中，所述AC/DC高频整流/逆变单元包括:钳位电容以及分别反 并联有二极管以及电容的第九至第十三M0SFET管;第九M0SFET管的源极与第十M0SFET管的 漏极相连，并接入所述高频变压器二次侧的同名端；第十一M0SFET管的源极与第十二 M0SFET管的漏极相连，并接入所述高频变压器二次侧的异名端;所述第九M0SFET管的漏极 与第所述十一M0SFET管的漏极相连，并与所述第十三M0SFET管的源极相连；所述第十三 M0SFET管的漏极与所述钳位电容的一端相连；所述第十M0SFET管的源极与所述第十二 MOSFET管的源极相连，并与所述钳位电容的另一端相连;所述第九至第十三MOSFET管的栅 极均与所述驱动隔离单元相连。进一步的，还提供一种多用途双向功率电力试验电源系统 的控制方法，当功率从交流侧传输至直流侧时，所述控制器控制所述PWM可逆整流器工作在 整流模式，所述控制器控制所述双向DC/DC变换器工作在降压型全桥模式；当功率从直流侧 传输至交流侧时，所述控制器控制所述双向DC/DC变换器工作在升压型全桥模式，所述控制 器控制所述PWM可逆整流器工作在有源逆变模式。
[0013]在本发明一实施例中，当所述PWM可逆整流器工作在整流模式时，所述控制器将所 述直流电压采样单元提供的实际直流母线电压采样值ud与母线电压给定信号u/相减的差
值进行第一次PI调节后作为电流指定信号im，其中 为所述第一次PI调节的传递函数，KP1为比例放大系数，Kn为积分系数；
[0014]将该电流指定信号。与标准正弦波相乘后作为交流电流给定信号k%其中，i，= im · cosB；
[0015] 所述控制器将该交流电流给定信号与所述交流电流采样单元提供的实际交流 电流信号k相减后的差值，进行第二次pi调节，并加入一电网电压前馈，再与一第一三角载 波进行比较，其中，加入电网电压前馈后信号为：


为所述第二次pi调节的传递函数，κΡ2为比例放大系数，κΙ2为积分系数： 电网电压前馈，ua。为交流侧电压信号；
[0016] 所述控制器结合该比较后的信号以及所述交流电压采样单元提供的电压信号，为 所述AC/DC PWM可逆整流单元提供驱动信号。
[0017] 在本发明一实施例中，当所述双向DC/DC变换器工作在降压型全桥模式时，采用移 相控制;所述控制器将经电压采样单元采集的输出电压信号u。与基准出电压信号u:比较得 到的误差值，进行第三次PI调节后，与第二三角波相比较得出移相角，为所述DC/AC高频整 流/逆变单元提供驱动信号，其中，占空比为：
，KP3为第三次 ΡΙ调节的比例放大系数，ΚΙ3为积分系数
为电压前馈，η为变压器匝比，ud为经所述直流 电压采样单元采样的实际直流母线电压采样值；
[0018] 所述控制器产生P丽信号UgsH1以及UgsL1，将该 UgsH1以及UgsL1进行异或处理，得到由 所述第十三MOSFET管与所述钳位电容组成的有源钳位电路的驱动信号；u gsH1与所述第六 IGBT管的驱动信号同时触发，且经第一预设延时后截止;ugsL1与所述第五IGBT管的驱动信 号同时触发，且经所述第一预设延时后截止。
[0019] 在本发明一实施例中，当所述双向DC/DC变换器工作在升压型全桥模式时，所述控 制器通过所述直流电压采样单元获取实际直流母线电压采样值u d，并与母线电压给定信号 u/相减后的差值，经第四次PI调节后，与第三三角波比较得出占空比信号，为所述AC/DC高 频整流/逆变单元提供驱动信号，且该占空比信号为：
，KP4为第 四次ΡΙ调节的比例放大系数，ΚΙ4为积分系数；
[0020] 所述控制器产生Ρ丽信号ugsH2以及ugsL2,将该ugsH2以及1!抓 2进行异或处理后，得到 由所述第十三M0SFET管与所述钳位电容组成的有源钳位电路的驱动信号;ugsH2比所述第九 M0SFET管的驱动信号提前一预设提前时间触发，滞后一预设延时时间截止;1!_2比所述第 十M0SFET管的驱动信号提前所述预设提前时间触发，滞后所述预设延时时间截止。
[0021 ]在本发明一实施例中，当所述PWM可逆整流器工作在有源逆变模式时，所述控制器 计算直流电流指令信号im，与标准正弦波相乘后作为交流电流给定信号i^，与实际交流电流 信号k相比较;经第五次PI调节后，加入电网电压前馈后，再与第四三角载波比较;所述控 制器结合该比较后的信号与所述交流电压采样单元提供的电压信号，产生所述AC/DCPWM可 逆整流单元的驱动信号，
KP5为第五次PI调节的比例放大系数，KI5为积分系数，
为电网电压前馈，ua。为交流侧电压 信号，I。为直流侧放电电流值，1]2为蓄电池电压，ud为实际直流母线电压采样值。
[0022] 相较于现有技术，本发明具有以下有益效果:本发明所提出的多用途双向功率电 力试验电源系统及其控制方法，提出了一种双向功率电力试验电源系统，功率电路第一级 为PWM可逆整流器、第二级为有源钳位双向DC/DC变换器，第一级采用的PWM可逆整流器，既 能够整流又能够逆变，可以将蓄电池的能量送至电网，第二级采用双向桥式变换器，采用的 是固定开关频率的移相控制或PWM控制，工程应用时功率可以做到5~10kW，在大功率应用 场合更为合适。控制方法采用全数字控制，第一级采用单极性SPWM控制，第一级电路在功率 正向流动时，具有功率因数校正功能，PF值很高，谐波含量低;功率逆向流动时，总谐波畸变 率(THD)低。第二级采用移相控制(功率正向）或PWM控制(功率逆向）。功率从交流至直流时， 输出直流电压调整幅度宽，为20-250V;采用了有源钳位电路后，通过控制策略来控制有源 钳位开关管的开通和关断，实现了第二级电路开关管的软开关，即零电压开通或零电流关 断。因此在不同负载情况下均具有较高的效率，20 %载时为82 %，满载时效率超过90 %。与 传统的电力试验电源相比，具有体积小、重量轻、功能多等特点。由于其功率可以双向流动， 既可作为电力试验电源、又可作为蓄电池充放电仪，其使用灵活方便，可以替代多种设备， 提高设备的利用率，减少企业设备采购成本。
【附图说明】
[0023] 图1为本发明中全数字控制双向功率电力试验电源系统的电路图。
[0024] 图2为本发明中双向功率电力试验电源全数字化系统控制框图。
[0025] 图3为本发明一实施例中双向功率电力试验电源主电路原理图。
[0026] 图4为本发明一实施例中PWM可逆整流器工作在整流模式时的控制系统结构简图。 [0027]图5为本发明一实施例中双向DC/DC变换器工作在降压型全桥模式时控制系统结 构简图。
[0028]图6为本发明一实施例中功率从交流侧传输至直流侧时有源钳位开关管驱动波形 示意图。
[0029]图7为本发明一实施例中双向DC/DC变换器工作在升压型全桥模式时控制系统结 构简图。
[0030] 图8为本发明一实施例中功率从直流侧传输至交流侧时有源钳位开关管驱动波形 示意图。
[0031] 图9为本发明一实施例中PWM可逆整流器工作在有源逆变模式时控制系统结构简 图。
[0032] 图10为本发明一实施例中PWM整流器工作在整流模式时中断子程序流程图。
[0033] 图11为本发明一实施例中pmi整流器工作在有源逆变的模式时中断子程序流程 图。
[0034]图12为本发明一实施例中双向DC/DC变换器工作在降压型全桥模式时中断子程序 流程图。
[0035]图13为本发明一实施例中双向DC/DC变换器工作在升压型全桥模式时中断子程序 流程图。
【具体实施方式】
[0036]下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。
[0037] 本发明提供一种全数字控制的双向功率电力试验电源系统，如图1所示，整个系统 采用一个控制核心，通过采样各个关键点的电压、电流值，经AD转换后通过相应的数字控制 策略实现对双向功率电力试验电源前、后两级开关管的控制。
[0038] 进一步的，在本实施例中，如图2所示，为双向功率电力试验电源全数字化系统控 制框图，前后两级共用一个控制器(控制器），通过采样交流电压、交流电流、直流母线电压、 变压器原边电流、输出直流电压和电流等变量，经A/D转换后送入控制器，之后再根据相应 的控制策略进行运算后得出移相值或者占空比值，控制对应的开关管通断，实现前级PWM可 逆整流器功率双向流动的同时，使交流电流谐波含量小，并且实现单位功率因数;后级双向 变换器在功率正向流动时能够实现输出电压连续可调（20~250VDC)，且满足稳压精度和纹 波要求;逆向工作时应能在宽输入电压(48~250VDC)情况下稳定工作。
[0039] 进一步的，在本实施例中，如图3所示，为图1以及图2中被控双向功率电力试验电 源主电路的电路原理图。该拓扑为第一级单相PWM可逆整流器、第二级双向DC/DC变换器的 两级结构，其中，S1-S13均为全控型开关管，"为交流侧电感，Cd为直流母线电容，L f为输出 滤波电感，Cf为储能电容，Tr为高频隔离变压器。开关管S1-S4、交流侧电感U以及直流母线 电容Cd组成第一级单相PWM可逆整流器，也即AC/DCPWM可逆整流单元;开关管S5-S8组成DC/ AC高频整流/逆变单元，开关管S9-S13以及电容Cc组成AC/DC高频整流/逆变单元，且DC/AC 高频整流/逆变单元、高频变压器以及AC/DC高频整流/逆变单元组成第二级双向DC/DC变换 器，输出滤波电感Lf与储能电容Cf组成LC滤波单元。
[0040] 进一步的，在本实施例中，开关管S1-S8采用有反并联二极管的IGBT，因为IGBT管 电流只能从集电极流向发射级，当需要电流反向流动时，只能依靠其并联的二极管。有的 IGBT管内部封装了二极管，若IGBT没有封装二极管就需要外部并联二极管。本方案采用的 IGBT管均为内部封装二极管的产品，且该处的二极管可集成于IGBT管内部，也可并联于外 部。开关管S9-S12采用反并联有二极管以及电容的MOSFET，且该处的二极管以及电容可集 成于MOSFET管内部，也可并联于外部。有源钳位开关管S13耐压等级与S9-S12-致，故选用 相同型号的MOSFET。如图3所示，电容Cc和开关管S13构成有源钳位电路，采用有源钳位电路 后，第二级双向DC/DC变换器正向工作的时候超前臂开关管实现零电压开通，也即S5和S6， 滞后臂开关管实现零电流关断，也即S7和S8,因此不像常规移相全桥那样需要额外的谐振 电感来实现滞后臂开关管的软开关，并且该钳位电路可以抑制整流二极管的电压尖峰;第 二级双向DC/DC变换器逆向工作时开关管低电压开通，也即S9-S12低电压开通，开关管S13 零电压开通。传统的电力试验电源采用二极管来实现整流，由于二极管的单向导电性，不能 实现功率双向流动，因此不能作为蓄电池放电仪来使用。而本实施例采用的是具有反并联 二极管的IGBT或者MOSFET管，可以实现功率双向流动。
[0041]进一步的，在本实施例中，现有的蓄电池放电仪多采用电阻放电，设备体积大且不 能将蓄电池能量回馈电网；本实施例中，前级采用的P丽可逆整流器，既能够整流又能够逆 变，可以将蓄电池的能量送至电网。双向功率变换电动汽车充放电装置，其后级采用的是双 向半桥型LLC谐振变换器，由于LLC谐振变换器采用的是变频控制，当输出直流电压变化范 围很大时，调频范围很大，这对磁性器件的选择、设计、系统控制稳定性都带来了很大挑战， 甚至是不可行的控制方式，因此不适用于电力试验电源。本实施例中，后级采用双向桥式变 换器，采用的是固定开关频率的移相控制或PWM控制，不存在上述问题。工程应用时功率可 以做到5~10kW，在大功率应用场合更为合适。
[0042]为了让本领域人员进一步理解本发明所提出的多用途双向功率电力试验电源系 统，下面结合该系统的控制方法进行具体说明。
[0043] 功率从交流侧传输至直流侧时的控制方法：
[0044] 第一级电路控制方法：
[0045] 如图4所示，为PWM可逆整流器工作在整流模式时的控制系统结构简图。母线电压 给定信号Ud*与实际直流母线电压采样值u d对比，其差值经PI调节后作为电流指定信号im， 其中，PI调节可以通过软件实现，也可以通过硬件实现，在本实施例中，优选通过软件来进 行PI调节;将该电流指定信号。与标准正弦波相乘后作为交流电流给定信号k*，与实际交 流电流信号k相比较后经PI调节，加入电网电压前馈后再与三角载波比较后产生驱动信 号，再根据电网电压的情况，驱动S2和S4。加入电网电压前馈后则可以达到全补偿的效果， 使交流电流控制不受交流电压的影响，从而减轻了控制系统的负担，并提高了控制系统的 动态响应速度，改善了电流波形。
[0046] 其占空比的表达式为：
[0050]第二级电路控制方法：
[0051]如图5所示，双向DC/DC变换器工作在降压型全桥模式时，采用移相控制。控制目标 为:输出电压稳定且可调，具有限流功能。因此分别采样输出电压和电流信号，输出电压与 基准比较得到误差值，经PI调节后与三角波相比较得出移相角，生成具有移相角的驱动信 号控制S5-S8通断。由于前级电路的输出电压中含有频率为100Hz的纹波，因此加入电压前 馈环节以提尚后级变换器的动态响应能力。
[0052]其占空比的表达式为：
[0054]在本实施例中，控制器不为AC/DC高频整流/逆变单元提供驱动信号，利用S9-S12 反并联二极管实现整流。
[0055]有源钳位电路开关管控制方法：
[0056]有源钳位电路开关管的工作频率为第二级电路开关管工作频率的两倍。同时，为 了保证有源钳位电路的正常工作，有源钳位开关管的通断时刻与第二级电路开关管的通断 时刻有严格的对应关系。
[0057]相比于模拟控制，数字控制很容易产生符合要求的驱动信号。事实上，只要增加一 个异或门，其输入为控制器的一组PWM信号，输出即为所需的驱动信号。如图6所示，只需控 制控制器产生相应的PWM信号u gsH和ugsL，经异或后即可得到所需的驱动波形。即降压型全桥 模式时，有源钳位驱动波形与UgsL主开关管S5驱动信号相同时基，UgsH与主开关管S6驱动信 号相同时基，但占空比不同。
[0058]功率从直流侧传输至交流侧时的控制方法：
[0059]第二级电路控制方法：
[0060] 如图7所示，双向DC/DC变换器工作在升压型全桥模式时采用占空比大于0.5的PWM 控制。控制目标为稳定输出电压，采样输出电压信号，与基准比较得到误差值，经PI调节后 与三角波比较得出占空比信号，控制开关管S9-S12通断以实现PWM控制。
[0061] 其占空比的表达式为：
[0063]在本实施例中，控制器不为DC/AC高频整流/逆变单元开关管S5-S8提供驱动型号， 利用开关管S5-S8反并联二极管实现整流。
[0064]有源钳位电路开关管控制方法：
[0065]有源钳位管的工作频率为主管工作频率的两倍。同时，为了保证有源钳位电路的 正常工作，有源钳位开关管的通断时刻与主开关管的通断时刻有严格的对应关系。
[0066]相比于模拟控制，数字控制很容易产生符合要求的驱动信号。事实上，只要增加一 个异或门，其输入为控制器的一组PWM信号，输出即为所需的驱动信号。如图8所示，只需控 制控制器产生相应的PWM信号u gsH和ugsL，经异或后即可得到所需的驱动波形。即升压型全桥 模式时，ugsH波形比S9/S12波形提前"时间上升为高电平、滞后城寸间下降为零电平，u gsL波 形比S10/S11波形提前。时间上升为高电平、滞后t2时间下降为零电平，u gsdPugsL经异或后 即得到S13的驱动波形。有源钳位管在主开关管关断后一段时间开通，并在主开关管开通前 一段时间关断。
[0067]第一级电路控制方法：
[0068]图9示出了PWM可逆整流器工作在有源逆变模式时的控制系统结构简图。当试验电 源工作在功率逆向流动时作为蓄电池放电仪来使用，通常采用恒流放电方式，此时的放电 电流值I。是根据蓄电池的实际情况来设定的，只要再检测蓄电池端电压U 2(后级在逆向工作 时的输入电压)和电网电压ua。，即可计算出并网电流的大小，公式如下。计算直流电流指令 信号i m，与标准正弦波相乘后作为交流电流给定信号k*，与实际交流电流信号相比较后 经PI调节，加入电网电压前馈后再与三角载波比较产生驱动信号，并根据电网电压的实际 情况，控制S1-S4的通断。
[0069]其占空比的表达式为：
[0073]进一步的，在本实施例中，各个单元的控制程序放在相应的AD中断子程序中来完 成，控制系统对各模块进行初始化，然后等待中断。控制器还与LED显示屏及按键相连，LED 显示屏用来显示输入和输出电压、电流值，PF值、THD值，设定的电压、电流值等;按键用来设 置电压、电流定值，以及不同使用功能的切换等。
[0074] PWM整流器工作在整流模式时采用外环电压环、内环电流环的双环控制，其中断子 程序流程图如图10所示。开关频率fs = 20kHz，每个开关周期触发一次AD采样，AD中断时先 读取AD采样值，分别为电网电压ua。、母线电压Ud、电感电流U。首先计算母线电压误差值 Uerrcir，经PI运算后与标准正弦表的值相乘得到电流基准Iref，与电感电流采样值相减得到电 感电流误差值Iemr，经PI计算并加入电网电压前馈量(Ud-U ac)/Ud后得到占空比D，将占空比 值加载到P丽寄存器，并且正弦表指针值加1(若指针值κ>199,则指针清零），清ADIF中断标 志位后返回。
[0075] PWM整流器工作在有源逆变的模式时，其中断子程序流程图如图11所示。开关频率 fs = 20kHz，每个开关周期触发一次AD采样，AD中断时先读取AD采样值，分别为电网电压uac、 母线电压Ud、电感电流ii。
[0076] 首先根据蓄电池的放电电流I。、端电压U2与电网电压ua。计算得到电流给定值，查 标准正弦表得到电流基准Iref，与电感电流采样值相减得到电感电流误差值Ierror，经PI计算 并加入电网电压前馈量1^/1] (1后得到占空比D，将占空比值加载到PWM寄存器，并且正弦表指 针值加1 (若指针值κ> 199，则指针清零），清ADIF中断标志位后返回。
[0077] 控制器的高速PWM模块具有相移功能，可通过改变移相寄存器的值来实现不同组 Ρ丽发生器之间的相移。当双向DC/DC变换器工作在功率正向流动时（降压型全桥），其中断 子程序流程图如图12所示。开关频率f s = 40kHz，每4个开关周期触发一次AD采样，AD中断时 先读取AD采样值，分别为母线电压Ud、直流输出电压U2和变压器原边电流i P，程序具有过电 压和过电流保护功能，如果U2>270V或者iP>10A关闭PWM模块后返回，否则计算输出电压误差 值Uerr。:，经PI计算并加入母线电压前馈量Ud/U 2后得到移相值，将移相值加载到移相寄存 器，清ADIF中断标志位后返回。在本实施例中，Lf作为滤波电感与Cf构成LC滤波电路。
[0078] 双向DC/DC变换器工作在功率逆向流动时(升压型全桥），其中断子程序流程图如 图13所示。开关频率fs = 40kHz，每4个开关周期触发一次AD采样，AD中断时先读取AD采样 值，分别为母线电压Ud和直流输出电压1]2，程序具有过电压保护功能，如果Ud>430V关闭PWM 模块后返回，否则计算输出电压误差值U_r，经PI计算得到占空比D，将计算值加载到PWM寄 存器，清ADIF中断标志位后返回。
[0079]以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作 用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。
【主权项】
1. 一种多用途双向功率电力试验电源系统，其特征在于，包括:依次相连的一PWM可逆 整流器、一双向DC/DC变换器以及一LC滤波电路;所述PffM可逆整流器包括一AC/DC PffM可逆 整流单元;所述双向DC/DC变换器包括依次相连的DC/AC高频整流/逆变单元、高频变压器以 及AC/DC高频整流/逆变单元;所述AC/DC PffM可逆整流单元作为交流侧输入端，所述LC滤波 电路作为直流侧输出端;还包括一控制器，所述控制器经驱动隔离单元分别与所述AC/DC PffM可逆整流单元、所述DC/AC高频整流/逆变单元以及所述AC/DC高频整流/逆变单元相连； 所述控制器还分别与用于采样交流侧电流的交流电流采样单元、用于采样交流侧电压的交 流电压采样单元、用于采样直流母线电压的直流电压采样单元、用于采样高频变压器原边 电流的原边电流采样单元、用于采样输出直流电压的输出电压采样单元、用于采样输出直 流电流的输出电流采样单元、LED显示模块以及按键模块相连。2. 根据权利要求1所述的多用途双向功率电力试验电源系统，其特征在于，所述AC/DC PffM可逆整流单元包括:分别反并联有二极管的第一至第四IGBT管、交流侧电感以及直流母 线电容；第一 IGBT管的发射极与第二IGBT管的集电极相连，并与所述交流侧电感的一端相 连，所述交流侧电感的另一端接入交流侧一端;第三IGBT管的发射极与第四IGBT管的集电 极相连，并接入交流侧的另一端;所述第一 IGBT管的集电极与所述第三IGBT管的集电极相 连，并与所述直流母线电容的一端相连;所述第二IGBT管的发射极与所述第四IGBT管的发 射极相连，并与直流母线电容的另一端相连;所述第一至第四IGBT管的栅极均与所述驱动 隔离单元相连。3. 根据权利要求1所述的多用途双向功率电力试验电源系统，其特征在于，所述DC/AC 高频整流/逆变单元包括:分别反并联有二极管的第五至第八IGBT管;第五IGBT管的发射极 与第六IGBT管的集电极相连，并接入所述高频变压器一次侧的同名端;第七IGBT管的发射 极与第八IGBT管的集电极相连，并接入所述高频变压器的一次侧异名端;所述第五IGBT管 的集电极与所述第七IGBT管的集电极相连;所述第六IGBT管的发射极与所述第八IGBT管的 发射极相连;所述第五至第八IGBT管的栅极均与所述驱动隔离单元相连。4. 根据权利要求3所述的多用途双向功率电力试验电源系统，其特征在于，所述AC/DC 高频整流/逆变单元包括：钳位电容以及分别反并联有二极管以及电容的第九至第十三 MOSFET管；第九MOSFET管的源极与第十MOSFET管的漏极相连，并接入所述高频变压器二次 侧的同名端;第十一MOSFET管的源极与第十二MOSFET管的漏极相连，并接入所述高频变压 器二次侧的异名端;所述第九MOSFET管的漏极与第所述十一 MOSFET管的漏极相连，并与所 述第十三MOSFET管的源极相连;所述第十三MOSFET管的漏极与所述钳位电容的一端相连； 所述第十MOSFET管的源极与所述第十二MOSFET管的源极相连，并与所述钳位电容的另一端 相连;所述第九至第十三MOSFET管的栅极均与所述驱动隔离单元相连。5. -种权利要求4所述的多用途双向功率电力试验电源系统的控制方法，其特征在于， 当功率从交流侧传输至直流侧时，所述控制器控制所述PffM可逆整流器工作在整流模式，所 述控制器控制所述双向DC/DC变换器工作在降压型全桥模式；当功率从直流侧传输至交流 侧时，所述控制器控制所述双向DC/DC变换器工作在升压型全桥模式，所述控制器控制所述 PffM可逆整流器工作在有源逆变模式。6. 根据权利要求5所述的多用途双向功率电力试验电源系统的控制方法，其特征在于， 当所述PWM可逆整流器工作在整流模式时，所述控制器将所述直流电压采样单元提供的实 际直流母线电压采样值Ud与母线电压给定信号u/相减的差值进行第一次PI调节后作为电 流指定信号im，其中：％所述第一次PI调节的传递函 数，Kp1为比例放大系数，K11为积分系数； 将该电流指定信号。与标准正弦波相乘后作为交流电流给定信号i^，其中，i，=im· COS0 ；所述控制器将该交流电流给定信号与所述交流电流采样单元提供的实际交流电流 信号iL相减后的差值，进行第二次PI调节，你加 λ-由_由庄前锆.里乜一笛一二#栽姑讲 行比较，其中，加入电网电压前馈后信号为为所述第二次PI调节的传递函数，Kp2为比例放大系数，K12为积分系I」 9电网电压 前馈，Ua。为交流侧电压信号； 所述控制器结合该比较后的信号以及所述交流电压采样单元提供的电压信号，为所述 AC/DC PffM可逆整流单元提供驱动信号。7. 根据权利要求5所述的多用途双向功率电力试验电源系统的控制方法，其特征在于， 当所述双向DC/DC变换器工作在降压型全桥模式时，采用移相控制;所述控制器将经电压采 样单元采集的输出电压信号u。与基准出电压信号比较得到的误差值，进行第三次PI调节 后，与第二三角波相比较得出移相角，为所述DC/AC高频整流/逆变单元提供驱动信号，其 中，占空比爻Kp3为第三次PI调节的比例放大系数，K 13为 HLlll 积分系数，^为电压前馈，η为变压器匝比，Ud为经所述直流电压采样单元采样的实际直流 母线电压采样值； 所述控制器产生PWM信号ugsH1以及ugsL1，将该ugsH1以及u gsL1进行异或处理，得到由所述第 十三MOSFET管与所述钳位电容组成的有源钳位电路的驱动信号;ugsH1与所述第六IGBT管的 驱动信号同时触发，且经第一预设延时后截止;u gsL1与所述第五IGBT管的驱动信号同时触 发，且经所述第一预设延时后截止。8. 根据权利要求5所述的多用途双向功率电力试验电源系统的控制方法，其特征在于， 当所述双向DC/DC变换器工作在升压型全桥模式时，所述控制器通过所述直流电压采样单 元获取实际直流母线电压采样值u d，并与母线电压给定信号u/相减后的差值，经第四次PI 调节后，与第三三角波比较得出占空比信号，为所述AC/DC高频整流/逆变单元提供驱动信 号，且该占空比信号5，KP4为第四次PI调节的比例放大系数， Km为积分系数； 所述控制器产生PWM信号ugsH2以及ugsL2,将该ugsH2以及1!抓 2进行异或处理后，得到由所述 第十三MOSFET管与所述钳位电容组成的有源钳位电路的驱动信号;ugsH2比所述第九MOSFET 管的驱动信号提前一预设提前时间触发，滞后一预设延时时间截止；u gsL2比所述第十 MOSFET管的驱动信号提前所述预设提前时间触发，滞后所述预设延时时间截止。9.根据权利要求5所述的多用途双向功率电力试验电源系统的控制方法，其特征在于， 当所述PffM可逆整流器工作在有源逆变模式时，所述控制器计算直流电流指令信号^，与标 准正弦波相乘后作为交流电流给定信号k%与实际交流电流信号k相比较;经第五次PI调 节后，加入电网电压前馈后，再与第四三角载波比较;所述控制器结合该比较后的信号与所 述交流电压采样单元提供的电压信号，产生所述AC/DC PWM可逆整流单元的驱动信号，其放大系数，Κ?5为积分系数，f为电网电压前馈，ua。为交流侧电压信号，I。为直流侧放电电流 值，1]2为蓄电池电压，Ud为实际直流母线电压采样值。 4 Kp5为第五次pi调节的比例 ，'
【文档编号】H02M7/797GK106026754SQ201610348457
【公开日】2016年10月12日
【申请日】2016年5月24日
【发明人】范彦琨, 陈光焰, 熊旭, 陈颖霞, 许泓, 吕小伟
【申请人】国网福建省电力有限公司, 国家电网公司, 国网福建省电力有限公司检修分公司