一种双rcd箝位的双管正激变换器的制造方法
【专利摘要】本实用新型公开了一种双RCD箝位的双管正激变换器，属于DC?DC变换器技术领域。本实用新型中开关管M1的漏极与电源Vs的正极相连，M1的源极与T1第一副边绕组的异名端、T2原边绕组的同名端相连，M1的栅极与T1第一副边绕组的同名端相连；M2的源极与Vs的负极、T1第二副边绕组的异名端相连，M2的漏极与T2原边绕组的异名端相连，M2的栅极与T1第二副边绕组的同名端相连；在M1的漏极与T2原边绕组的异名端的接点间有RCD箝位电路；在M2的源极与T2原边绕组的同名端的接点间有RCD箝位电路；T2的副边绕组与整流电路相连。本实用新型使用双RCD箝位电路，能保证输入在较宽范围变化，尤其是低输入重载时，可以进一步提高占空比得到稳定输出。
【专利说明】
一种双RCD箝位的双管正激变换器
技术领域
[00011本实用新型涉及一种DC-DC变换器，更具体的说，涉及一种双RCD箝位的双管正激 变换器。
【背景技术】
[0002] 正激式DC/DC变换器因输入输出电气隔离、电压升降范围宽、易于多路输出、适用 于中小功率电源变换场合等特点，而得到了广泛的采用。单开关管DC-DC变换电路具有结构 简单、低成本的优点。但是，由于开关管要承受过大的开关应力，所以故障易发稳定性不高。 普通双管DC-DC变换电路与单管相比，单位开关管电压应力下降了一半。但是，PffM占空比不 能超过50%，不能满足开关电源在高输入轻载工况下的调压需求。
[0003] 为解决上述问题，顾亦磊，顾晓明等在《中国电机工程学报》上公开了论文《一种新 颖的宽范围双管正激型DC/DC变换器》，其提出的双管正激型DC/DC变换器可以将占空比提 尚到57 %左右，但该电路在低输入电压、重载情况下将不能进一步提尚占空比获得稳定输 出，且两开关管开关应力不同，第一主开关管关管时应力高于第二主开关管，而若选用同型 号，则易造成第一主开关管过压烧毁或第二主开关管开关性能不能有效发挥等不足。
[0004] 中国专利申请号200410016336.3,申请日为2004年2月13日，发明创造名称为：电 阻、电容、二极管复位双管正激变换器;该申请案包括直流电源，变压器，两个主开关，第一 主开关的漏极与电源的正极相连，第二复位支路是个二极管，或第一复位支路是个二极管， 第二复位支路是由电阻和电容并联后再与二极管串联的电路，或两个复位支路均是由电阻 和电容并联，源极与变压器原边的一端相连，第二主开关的源极与电源的负极相连，漏极与 变压器原边绕组的另一端相连，变压器的副边与整流电路相连。在电源的正极和第二主开 关漏极间接有第一复位支路，在电源的负极和第一主开关源极间接有第二复位支路，其中， 第一复位支路是由电阻和电容并联后再与二极管串联的电路。该申请案主开关的电压应力 低，占空比可大于50,电阻损耗低。但该申请案的开关管在低输入电压重载和高输入电压轻 载两种极端不利条件时开关管开关应力不同，即该申请案在较恶劣的环境下使用时易出现 开关管过压烧毁或开关性能不能有效发挥的问题，仍需进一步改进。 【实用新型内容】
[0005] 1.实用新型要解决的技术问题
[0006] 本实用新型鉴于传统单管和双管DC-DC变换电路分别存在高开关应力与低占空比 的不足，提出了一种双RCD箝位的双管正激变换器;本实用新型使用双RCD箝位电路，能保 证输入在较宽范围变化，尤其是低输入重载时，可以进一步提高占空比得到稳定输出;试验 表明，本实用新型可将最大可调占空比由普通双管时的0.5提升至0.8左右，且最大开关应 力较单管有大幅下降，同时具有开关应力低和高可调占空比的优点。
[0007] 2.技术方案
[0008] 为达到上述目的，本实用新型提供的技术方案为：
[0009] 本实用新型的一种双RCD箝位的双管正激变换器，包括直流电源Vs，变压器Tl、T2， 开关管Μ1、Μ2,开关管Ml的漏极与直流电源Vs的正极相连，开关管Ml的源极分别与变压器Tl 第一副边绕组的异名端、变压器T2原边绕组的同名端相连，开关管Ml的栅极与变压器Tl第 一副边绕组的同名端相连;开关管M2的源极分别与直流电源Vs的负极、变压器Tl第二副边 绕组的异名端相连，开关管M2的漏极与变压器T2原边绕组的异名端相连，开关管M2的栅极 与变压器Tl第二副边绕组的同名端相连;在开关管Ml的漏极与变压器T2原边绕组的异名端 的接点间有第一 RCD箝位电路，所述的第一 RCD箝位电路由复位电阻Rl和箝位电容Cl并联后 再与二极管Dl串联而成，二极管Dl的正极接于变压器T2原边绕组的异名端;在开关管M2的 源极与变压器T2原边绕组的同名端的接点间有第二RCD箝位电路，所述的第二RCD箝位电路 由复位电阻R2和箝位电容C2并联后再与二极管D2串联而成，二极管D2的负极接于变压器T2 原边绕组的同名端;变压器T2的副边绕组与整流电路相连，整流电路与变压器Tl的原边绕 组之间设有隔尚与PWM控制电路。
[0010] 更进一步地，所述的整流电路包括二极管D3、D4,电感Ll，电容C3和电阻RLl，二极 管D3的正极与变压器T2副边绕组的同名端相连，二极管D3、电感Ll和电阻RLl依次串联，电 阻RLl的另一端与变压器T2副边绕组的异名端相连，电容C3并联于电阻RLl两端，二极管D4 的正极与变压器T2副边绕组的异名端相连，二极管D4的负极与二极管D3的负极相连。
[0011] 更进一步地，所述的隔离与PWM控制电路包括一光电藕合电路和PWM控制器，所述 的PffM控制器采用FPGA作为控制内核。
[0012] 更进一步地，所述的第一 RCD箝位电路、第二RCD箝位电路的电路参数相同。
[0013]更进一步地，第一 RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中箝位电容的最大充电电压值 Vc-max :
[0014] Vc_max = KXVDSS-Vs_max
[0015] 式中，Vdss为开关管的最大耐压，Vs_max为最大输入电压，K为安全系数，K<1。
[0016] 更进一步地，所述安全系数K的取值为0.7~0.9。
[0017] 更进一步地，第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中箝位电容值C:
[0018]
[0019] 式中，1^为变压器Τ2的原边电感量，I。为开关管关断时箝位电容的初始充电电流 值，V。为箝位电容电压，Vf为开关管关断时变压器Τ2副边对原边的反馈电压。
[0020] 更进一步地，第一R⑶箝位电路、第二R⑶箝位电路中复位电阻R:
[0021]
[0022]式中，f为双管正激变换器的开关频率，C为箝位电容值。
[0023] 更进一步地，所述的开关管M1、M2均选用型号为IPB50R299CP的开关管。
[0024] 更进一步地，所述的二极管D3选用型号为1N4007的二极管，二极管D4选用型号为 MURl 020的二极管。
[0025] 3.有益效果
[0026]采用本实用新型提供的技术方案，与已有的公知技术相比，具有如下显著效果： [0027] (1)本实用新型的一种双RCD箝位的双管正激变换器，在主电路中设置了第一 RCD 箝位电路和第二RCD箝位电路，且两RCD箝位电路的电路参数相同，能保证输入在较宽范围 变化，尤其是低输入重载时，可以进一步提高占空比得到稳定输出；试验表明，本实用新型 可将最大可调占空比由普通双管时的〇. 5提升至0.8左右，且最大开关应力较单管有大幅下 降，同时具有开关应力低和高可调占空比的优点；
[0028] (2)本实用新型的一种双R⑶箝位的双管正激变换器，鉴于高频双管正激变换器占 空比调节对实时性要求非常高，普通微控制器软件编程的方法使算法输出延时会引起控制 系统振荡和误差较大，在隔离与PWM控制电路中采用FPGA作为控制内核用硬件编程的方法 实现PID控制，完成占空比的实时调节，占空比最小可调时间单位为0.1微秒，可以提尚系统 在输入波动和负载变化时快速反应能力，使输出精确同时稳定；
[0029] (3)本实用新型的一种双R⑶箝位的双管正激变换器，通过长期的试验研究和理论 分析，对RCD箝位电路中的最大充电电压值Vc_max、箝位电容值C、复位电阻R进行了优化，可以 使两开关管在低输入重载和高输入轻载两种恶劣工况下开关应力达到基本均衡，有利于开 关管性能发挥，且最大可调占空比大大提升。
【附图说明】
[0030] 图1为本实用新型的双管正激变换器总体电路图；
[0031] 图2中的(a)为双管正激变换器断续工作时波形图；图2中（b)为双管正激变换器连 续工作时波形图；
[0032]图3中的(a)为t0~t2时段参与工作的器件图；图3中的（b)为t2~t4时段参与工作 的器件图；图3中的（c)为t4时刻参与工作的器件图；图3中的（d)为t4~t6时段参与工作的 器件图；图3中的(e)为t6~t7时段参与工作的器件图；
[0033]图4中的（a)为输入电压为250V时Vmg和V。的波形图；图4中的（b)为输入电压为100V 时Vmg和V。的波形图；图4中的（C)为输入电压为250V时Vt和Vc^1的波形图；图4中的（d)为输入 电压为100V时V t和Vcl的波形图；图4中的（e)为输入电压为250V时IlJPIdi的波形图；图4中 的⑴为输入电压为100V时I lJPId1的波形图。
【具体实施方式】
[0034] 为进一步了解本实用新型的内容，结合附图和实施例对本实用新型作详细描述。
[0035] 实施例1
[0036] 结合图1，本实施例的一种双RCD箝位的双管正激变换器，包括直流电源Vs，变压器 T1、T2,开关管M1、M2,开关管Ml的漏极与直流电源Vs的正极相连，开关管Ml的源极分别与变 压器Tl第一副边绕组的异名端、变压器T2原边绕组的同名端相连，开关管Ml的栅极与变压 器Tl第一副边绕组的同名端相连;开关管M2的源极分别与直流电源Vs的负极、变压器Tl第 二副边绕组的异名端相连，开关管M2的漏极与变压器T2原边绕组的异名端相连，开关管M2 的栅极与变压器Tl第二副边绕组的同名端相连;在开关管Ml的漏极与变压器T2原边绕组的 异名端的接点间有第一 RCD箝位电路，所述的第一 RCD箝位电路由复位电阻Rl和箝位电容Cl 并联后再与二极管Dl串联而成，二极管Dl的正极接于变压器T2原边绕组的异名端;在开关 管M2的源极与变压器T2原边绕组的同名端的接点间有第二RCD箝位电路，所述的第二RCD箝 位电路由复位电阻R2和箝位电容C2并联后再与二极管D2串联而成，二极管D2的负极接于变 压器T2原边绕组的同名端。
[0037]变压器Τ2的副边绕组与整流电路相连，整流电路包括二极管D3、D4,电感Ll，电容 C3和电阻RLl，二极管D3的正极与变压器T2副边绕组的同名端相连，二极管D3、电感Ll和电 阻RLl依次串联，电阻RLl的另一端与变压器T2副边绕组的异名端相连，电容C3并联于电阻 RLl两端，二极管D4的正极与变压器T2副边绕组的异名端相连，二极管D4的负极与二极管D3 的负极相连。
[0038] 整流电路与变压器Tl的原边绕组之间设有隔离与PffM控制电路。所述的隔离与PWM 控制电路包括一光电藕合电路和一 PWM控制器，光电藕合电路实现主电路与控制电路的安 全隔离。因高频双管正激变换器占空比调节对实时性要求非常高，普通微控制器软件编程 的方法使算法输出延时会引起控制系统振荡和误差较大。本实施例采用FPGA作为控制内 核，用硬件编程的方法实现PID控制，完成占空比的实时调节，占空比最小可调时间单位为 0.1微秒，可以提高系统在输入波动和负载变化时快速反应能力，使输出精确同时稳定。 [0039]为简化驱动电路，本实施例使用具有两个完全相同的次级绕组的变压器Tl来保证 开关管Ml和M2同时通断，同时可简化开关管驱动电路、节约产品成本。因为两RCD箝位电路 所使用元器件相同，为简化计算，假设￥。 1 = 12 = 1。电路在断续(001〇和连续(01〇模式时波 形分别如图2中的(a)，（b)所示，图2中各电压电流的含义及参考方向已在图1中做了具体规 定。在一个PffM周期内，DCM工作模式包含7个工作时段;而CCM只包含5个，少了最后2个时段。 DCM模式下具体分析如下：
[0040] DtO~tl时段:开关管Ml和M2由断到通，此变化过程很快，所以该状态时间很短。 开关管漏极D和源极S上的电压由0.5倍Vs下降到0,该压降转移至变压器T2原边。此时二极 管Dl、D2、D4截止，箝位电容Cl、C2分别通过复位电阻Rl、R2放电。二极管D3由断到通，电感Ll 的电流ILl由0缓慢增加，电阻RLl(即负载)主要依靠电容C3供电，到tl时刻，开关管M1、M2已 完全导通。
[0041] 2)tl~t2时段:开关管Ml和M2导通，励磁电流It逐渐增大，变压器T2原边电压Vt等 于输入电压Vs;二极管D3导通，变压器T2副边给电感Ll、电容C3充电蓄能同时给负载RLl供 电，其它元件状态与to~tl相同。此状态为正激过程，将能量由电源传递到负载同时给蓄能 元件充电，t0~t2时段参与工作的器件如图3中的(a)所示。
[0042] 3)t2~t3时段:开关管Ml和M2由通到断，Vt逐渐减小，It变化趋势由增大变为减 小，使变压器T2副边感应电动势反向，二极管D3因承受反压立即截止，副边电流突变为0,因 为It为副边电流的l/n(n为变压器T2原副边匝数比），所以I t瞬间跌落到0。二极管D3截止后， 电感Ll经二极管D4续流。
[0043] 4)t3~t4时段：由于在t3时刻It突变为0,根据电感电压与电流的关系W = ,此 dt 时会产生一个较大的感生电动势与1方向相反，在t4时刻达到与Vs幅值相等，t2~t4时段参 与工作的器件如图3中的(b)所示。
[0044] 5)t4~t5时段:Vt继续沿负向变化，当幅值超过Vs后，二极管Dl、D2承受正向压降 而导通，由于箝位电容Cl、C2电压Vd A2此时接近0,所以It瞬间增大，形成一个较大的充电 电流，t4时刻工作的器件如图3中的（c)所示。随后，I t继续对箝位电容Cl、C2充电，并将多余 能量回馈电源。随着电容两端电压不断上升，复位电阻Rl和R2上的电流不断增加，而I t缓慢 变小，到t5时刻Vt达到负向最大幅值，对箝位电容Cl、C2充电结束。
[0045] 6 )t5~t6时段:Vt继续沿正向缓慢增加，It继续通过原来的路径续流，箝位电容 C1、C2分别通过复位电阻Rl和R2放电。ILl继续减至0,二极管D3截止。t6时刻，Vt增加至与-Vs相等，二极管Dl、D2截止，该时段结束。t4~t6时段工作的器件如图3中的(d)所示。
[0046] 7)t6~t7时段:箝位电容C1、C2继续通过复位电阻Rl和R2放电，电容C3继续为负载 RLl供电，t6~t7时段工作的器件如图3中的(e)所示。
[0047] 在工作过程中变压器T2必须满足伏秒平衡式：
[0048] VsD^ (Vs+2VC) (I-D)
[0049] !Ij占空比最大值计算表达式为：
[0050]
[0051 ] 显然，只要V。大于零，则可得到Dmax大于50 %。
[0052]本实施例在主电路中设置双RCD箝位电路，能保证输入在较宽范围变化，尤其是低 输入重载时，可以进一步提高占空比得到稳定输出。发明人指出，通常情况下，双管正激电 路中两个开关管参数相同，为均衡开关管开关应力，两个RCD箝位电路参数也应尽可能一 致。此外，为使开关管在低输入电压重载和高输入电压轻载两种极端不利条件时开关管开 关应力尽可能接近，发明人通过长期的试验研究和理论分析，对RCD箝位电路中的最大充电 电压值Vc_m ax、箝位电容值C、复位电阻R进行了优化，RCD箝位电路参数如下：
[0053] 第一RCD箝位电路、第二RCD箝位电路中箝位电容的最大充电电压值Vc_max:
[0054] Vc_max = K X VDSS-Vs_max
[0055] 式中，Vdss为开关管的最大耐压，Vs_max为最大输入电压（即直流电源Vs的最大电压 值），K为安全系数，K< 1，其中安全系数K的取值为0.7~0.9较佳，当工作条件恶劣安全系数 要求高时取0.7。
[0056] 笛一 RCD箝份由路、笛一R⑶箝位电路中箝位电容值C:
[0057]
[0058]式中，LpS变压器Τ2的原边电感量，Ic为稳态下开关管关断时箝位电容的初始充电 电流值，即箝位电容的t4时刻充电电流值，V。为箝位电容电压，Vf为开关管关断时变压器Τ2 副边对原边的反馈电压。
[0059] 第一R⑶箝位电路、第二R⑶箝位电路中复位电阻R:
[0060]
[0061 ]式中，f为双管正激变换器的开关频率，C为箝位电容值。
[0062]通过上述公式确定RCD箝位电路参数后，可以使两开关管在低输入重载和高输入 轻载两种恶劣工况下开关应力达到基本均衡，有利于开关管性能发挥，且最大可调占空比 大大提升。
[0063] 为验证实际工作性能，制作了一台输入100V~250V直流电源输出24V/10A的直流 双管正激变换器样机，其主要参数如下：
[0064] 开关频率f取60KHz，两个开关管Ml和M2选用IPB50R299CP，二极管D3选用1N4007， 二极管D4使用超快恢复二极管MUR1020，变压器T2变比n = 50:10，原边电感为470μΗ，副边电 感为95μΗ，箝位电容Cl和C2均为47nF，复位电阻Rl和R2均取47Ω，电感Ll取47μΗ，电容C3为 470yF〇
[0065] 图4中的（a)、（c)、（e)是输入电压250V，输出电流2A，即高输入电压轻载时的波形， 此时占空比D为13 %左右，电感L1中电流有1 /3左右的时间为0，为DCM模式。箝位电容CI、C2 最高工作电压仅为6V左右。双RCD箝位相对于传统D箝位而言，开关管应力增加率约为 4.6%，单管最高应力为130￥左右。图4中的（13)、（(1)、（〇是输入电压100￥，输出电流1(^，即 低输入电压重载时的波形，此时占空比D为76 %左右，电感Ll中电流均大于7.5A，为CCM模 式，箝位电容C1、C2最高工作电压提升至93V左右。双RCD箝位相对于传统D箝位而言，开关管 应力增加率约为186%，单管最高应力为143V。高输入轻载与低输入重载相比单管应力增加 率为10 %。两种模式中单管最高应力较为平衡，对开关管开关指标最佳性能发挥较为有利。 而对于单管正激变换器，为简化分析，忽略因原边过大电流变化率而引起过电压，即使在以 上理想情况下，单管最大开关应力应为250V。因此，相对于单管而言本实施例能将单管最大 开关应力减少42%左右。通过以上分析可知，双RCD箝位电路可扩展传统双管正激变换器最 大可调占空比近三十个百分点，同时具有低电压应力的优点。该方案可为设计宽输入范围 的开关电源提供参考。
[0066] 以上示意性的对本实用新型及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图 中所示的也只是本实用新型的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域 的普通技术人员受其启示，在不脱离本实用新型创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出 与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本实用新型的保护范围。
【主权项】
1. 一种双RCD巧位的双管正激变换器，其特征在于:包括直流电源Vs，变压器Tl、T2，开 关管M1、M2,开关管Ml的漏极与直流电源Vs的正极相连，开关管Ml的源极分别与变压器Tl第 一副边绕组的异名端、变压器T2原边绕组的同名端相连，开关管Ml的栅极与变压器Tl第一 副边绕组的同名端相连;开关管M2的源极分别与直流电源Vs的负极、变压器Tl第二副边绕 组的异名端相连，开关管M2的漏极与变压器T2原边绕组的异名端相连，开关管M2的栅极与 变压器Tl第二副边绕组的同名端相连;在开关管Ml的漏极与变压器T2原边绕组的异名端的 接点间有第一 RCD巧位电路，所述的第一 RCD巧位电路由复位电阻Rl和巧位电容Cl并联后再 与二极管Dl串联而成，二极管Dl的正极接于变压器T2原边绕组的异名端;在开关管M2的源 极与变压器T2原边绕组的同名端的接点间有第二RCD巧位电路，所述的第二RCD巧位电路由 复位电阻R2和巧位电容C2并联后再与二极管D2串联而成，二极管D2的负极接于变压器T2原 边绕组的同名端;变压器T2的副边绕组与整流电路相连，整流电路与变压器Tl的原边绕组 之间设有隔离与PWM控制电路。2. 根据权利要求1所述的一种双RCD巧位的双管正激变换器，其特征在于:所述的整流 电路包括二极管D3、D4,电感LI,电容C3和电阻化1，二极管D3的正极与变压器T2副边绕组的 同名端相连，二极管D3、电感Ll和电阻化1依次串联，电阻化1的另一端与变压器T2副边绕组 的异名端相连，电容C3并联于电阻化1两端，二极管D4的正极与变压器T2副边绕组的异名端 相连，二极管D4的负极与二极管D3的负极相连。3. 根据权利要求2所述的一种双RCD巧位的双管正激变换器，其特征在于:所述的隔离 与P丽控制电路包括一光电截合电路和P丽控制器，所述的P丽控制器采用FPGA作为控制内 核。4. 根据权利要求1~3任一项所述的一种双RCD巧位的双管正激变换器，其特征在于:所 述的第一RCD巧位电路、第二RCD巧位电路的电路参数相同。5. 根据权利要求4所述的一种双RCD巧位的双管正激变换器，其特征在于:第一 RCD巧位 电路、第二RCD巧位电路中巧位电容的最大充电电压值Vc_max : VC_max - K X VdSS-Vs_max 式中，Vdss为开关管的最大耐压，Vs_max为最大输入电压，K为安全系数，K<1。6. 根据权利要求5所述的一种双RCD巧位的双管正激变换器，其特征在于:所述安全系 数K的取值为0.7~0.9。7. 根据权利要求6所述的一种双RCD巧位的双管正激变换器，其特征在于:第一 RCD巧位 电路、第二RCD巧位电路中巧位电容值C:式中，Lp为变压器T2的原边电感量，Ic为开关管关断时巧位电容的初始充电电流值，V。 为巧位电容电压，Vf为开关管关断时变压器T2副边对原边的反馈电压。8. 根据权利要求7所述的一种双RCD巧位的双管正激变换器，其特征在于:第一 RCD巧位 电路、第二RCD巧位电路中复位电阻R:式中，f为双管正激变换器的开关频率，C为巧位电容值。9. 根据权利要求8所述的一种双RCD巧位的双管正激变换器，其特征在于:所述的开关 管11、]\12均选用型号为1?8501?299〔?的开关管。10. 根据权利要求9所述的一种双RCD巧位的双管正激变换器，其特征在于:所述的二极 管D3选用型号为1M007的二极管，二极管D4选用型号为MUR1020的二极管。
【文档编号】H02M3/335GK205544945SQ201620175949
【公开日】2016年8月31日
【申请日】2016年3月8日
【发明人】宁平华, 夏兴国, 张奇, 黄海军, 童鑫, 周敏
【申请人】马鞍山职业技术学院