专利名称：具有良好抗扰性的宽频带压控振荡器的制作方法
技术领域：
本发明涉及电子电路。具体说，本发明涉及一种具有良好抗扰性的宽频带压控振荡器(VCO)。
背景技术：
无线通信系统依赖空中射频(RF)链路的可预测性能。要求无线电话系统同时对许多RF链路进行监测和控制。
移动单元或无线电话包括许多复杂的电路。RF收发机用于提供与基站的无线通信链接。RF收发机由接收机和发送机组成。接收机通过与移动单元对接的天线接收从基站发送的RF。接收机将所接收的信号放大、滤波和下变频为基带信号。随后，将该基带信号传送给基带处理电路。基带处理电路对信号进行解调，并对其进行调节用于通过扬声器播送给用户。
频率合成器用于产生本机振荡器信号，该信号是在接收机中执行下变频和在发送机中执行上变频所需的信号。由于合成器的频率稳定性、合成信号的频谱纯度以及数字控制性能，频率合成就用于产生本机振荡器信号。
频率合成器可以分为直接和间接。在直接数字合成(DDS)中，逻辑电路产生所需信号的数字表征，并且使用D/A转换器将数字表征转换为模拟波形。一种通用的实现DDS的方法是在存储器中存储一波形相位表。随后，相位从存储器中时钟输出的速率直接与输出信号的频率成正比。虽然，DDC可以产生非常精确的正弦波表示，但输出频率受限于时钟率。
间接合成使用锁相环路对振荡器的输出进行锁定。因为高频振荡器的输出可以分频降低为锁相环路工作范围中的频率，因此，对于高频设计，间接频率合成更加流行。
图1示出一种使用锁相环路的间接频率合成器。能够在所需频率范围上调谐的VCO 110用于提供L0输出112。VCO 110的输出也发送给分频器电路120的输入，表示为÷N，其中N代表分频器比。提供经分频的输出作为给相位检测器130的第一输入。给相位检测器130的第二输入是基准振荡器140的输出。锁相环路用于对VCO 110的输出进行调谐，这样分频器120的输出等于基准振荡器140的输出。相位检测器130提供了对应于两个输入信号间相位差的输出信号。在提供给VCO 110的频率控制输入之前，先通过低通滤波器(LPF)对相位检测器130输出进行调节。这样，就能控制VCO 110与基准振荡器140保持相位锁定。从框图中可以很容易推导出增或减分频器比会导致与基准振荡器140频率相等的L0输出112中的频率变化。基准振荡器140的频率决定了L0的频率步长。
如果频率变化率小于环路带宽，那么，VCO 110输出中的频率变化就仅能通过锁相环路进行修正。锁相环路不能修正以高于环路带宽的速率产生的VCO频率变化。锁相环路的稳定时间依据初始频率偏差和环路带宽。较宽的环路带宽会导致较快的稳定时间。具有良好抗扰性的VCO将会减少频率变化，因而减少锁相环路的稳定时间。因此，它对设计具有良好抗扰性同时又能保持频率调谐特性的VCO非常重要。
VCO仅是一种可调振荡器。一种典型的振荡器电路是由放大器和谐振电路组成，通常称为谐振回路。所得的振荡器具有增益大于1而相位等于0的频率输出。谐振电路设定该振荡频率。其关系可以从伯德图上很容易看出。图2A说明了一种典型振荡器的伯德图。曲线210代表了以左侧垂直轴标明的振荡器增益(以分贝表示)，而曲线220表示以右侧垂直轴标明的相位(以度表示)。如点230所示，当振荡器增益大约为14dB而相位为0时，就会产生振荡，以约124MHz振荡。
为了创建VCO，谐振电路由至少一个可变部件组成，其中可变部件的电抗是控制信号的函数，控制信号通常是电压电平，因此，0相位的频率和振荡频率也是可变的。当VCO需要在较大的频率范围上调谐时，可变部件就必须能在较大频率范围上对谐振电路进行调谐。能够覆盖较大频率范围的可变谐振电路的可能电路实现包括包含有高灵敏度可变部件的谐振电路或要求扩展控制电压范围的谐振电路。由于依据MHz/Volt测量的VCO增益变得很高，因而，第一种方案存在一些问题。这就导致对于相对较小的控制电压变化会有较大的频率变化，并且使得VCO更加易受调谐线路上引起的噪声的影响。因为所需的控制电压范围非常大，因而，第二种方案也具有缺陷。较大的控制电压在给具有有限可用供电电压范围的电子部件供电的移动电池中存在问题。
谐振电路将振荡器调谐到所需的工作频率还不充分。在以给定的控制电压电平维持特定输出频率中，谐振电路的Q至关重要。图2B描述了具有不同Q值的两个谐振电路的相位响应。较低电路Q产生更加平缓的相位响应，反之，较高电路Q产生更加锐利的相位响应。需要较高电路Q来使得在输出频率上的较小相位变化的影响最小化。曲线240示出具有相对较小电路Q的电路相位响应。曲线250说明具有较高电路Q的电路。可以看出，对于给定的相位变化，在具有较低电路Q的电路中，频率上的改变更加明显。f2的大小即低Q电路中在给定相位变化下的频率改变，大于f1的大小即高Q电路中在相同相位变化下的频率改变。
可以使用在一块芯片上几乎包括所有所需合成器电路的频率合成器IC。为了产生合成的L0，通常，除IC外，这些IC中的某一用户仅需要提供谐振电路、环路滤波器以及基准振荡器。合成器的剩余元件、VCO的放大部分、分频器以及相位检测器都整合在一片IC上。用户提供产生所需输出频率所需的谐振电路。用户还提供产生所需环路带宽的低通滤波器设计。
虽然，专用IC的应用简化了无线电话中L0的实现，但无线电话工作环境出现了必须要考虑的附加噪声源。无线电话中的成本和空间限制也进一步制约了可用的噪声滤波解决方案。
移动电话的设计依据其所支持的特定移动系统有着很大的差异。概括移动电话设计的规范包括电信工业协会(TIA)/电子工业协会(EIA)IS-95-B MOBILESTATION-BASE STATION COMPATABILITY STANDARD FOR DUAL-MODE SPREAD SPECTRUMSYSTEM以及TIA/EIA IS-98-B RECOMMENDED MINIMUM PERFORMANCE STANDARDS FORDUAL-MODE SPREAD SPECTRUM CELLULAR MOBILE STATIONS。涵盖个人通信系统(PCS)频带中CDMA系统工作的规范是美国国家标准化组织(ANSI)J-STD-008 PERSONALSTATION-BASE STATION COMPATIBILITY REQUIREMENTS FOR 1.8 T0 2.0 GHZ CODEDIVISION MULTIPLE ACCESS(CDMA)PERSONAL COMMUNICATIONS SYSTEM。同样，电话或个人站在ANSI J-STD-018，RECOMMENDED MINIMUM PERFORMANCE REQUIREMENTFOR 1.8 TO 2.0 GHZ CODE DIVISION MULTIPLE ACCESS(CDMA)PERSONAL STATION中有规定。另外，移动电话规范说明了当在电话硬件中实现时就会趋向增加电话中噪声源的特点。
在例如IS-95和J-STD-008中所说明的那些CDMA电话系统中所使用的一个有益特点是多种数据率设定。为了利用无线电话通信链路的各种性质，CDMA规范以减少的速率提供数据传输。当一个人参与到电话会话中时，存在许多只有一方将说话的周期。在较少通话活动的周期期间，电话可以减少传输数据率，从而产生较低的平均发送功率电平。
从无线电话返回基站的通信链路称为反向链路。在反向链路上，平均发送功率的减少是通过在活动较少的周期期间的一小部分时间中关闭发送机来完成。在CDMA反向链路中，电话总是以最大数据率进行发送，然而，当内结构允许以减少的数据率工作时，就多次重复数据。作为实例，当电话能够以半速最大数据率工作时，就重复两遍信息，以便将发送数据率提升到最大数据率。同样，1/4数据率就重复4次以达到最大数据率。
为了保存反向链路上的功率，每20ms的数据帧给细分为16个1.25ms的时序组。当电话以最大数据率工作时，就发送该帧中的所有16个组。而当电话以减少的数据率工作时，仅发送16组中的一部分。所发送的那部分组等于在数据率中的减少量。当电话以最大数据率的半速工作时，就发送半数组。然而，注意因为重复数据是与数据率的减少成反比，因而，不会丢失数据。半速时数据重复两次，但仅发送一半的数据。数据的冗余部分没有被发送。同样，1/8速时数据重复8次，但仅发送数据的1/8。
当电话以减少数据率工作时，对DC电源进行门控以选择发送路径上的有效电路。当数据没有发送时，给电路的DC电源为门控关闭。在发送所需的数据组之前重新门控DC电源给电路。电源门控用以保存无线电话中的电源。这就会实现所需要的延长电池寿命。
电源门控的一个不利影响是施加给电话电源的骤加荷载变化。被开启和关闭的这部分RF发送路径在电源上存在最大的负载。因而，在电源门控期间，电话电源将遭受其所经历的最大负载变化。因为电源对负载变化都很敏感，所以，电源输出将呈现电源门控发生率的电压脉动。供电电压线上的实际电压脉动是电源抛负荷、电源门控率以及由于电源门控在电源负载中的变化的函数。在电源负载中的变化随电话基站所保持的RF通信链路改变。当电话以较高的RF功率电平发送时，负载电流中的变化大于电话以降低的RF功率电平进行发送的变化。电源门控可在反向链路上每个数据帧的每个1.25ms时序组发生。这就导致具有有效800Hz频率分量的电源负载变化。
我们所需要的是一种通过施加的恒定控制电压保持稳定的输出频率的压控振荡器。该VCO必须能在较大频率范围上可调谐。宽频带调谐能力允许单个VCO在多种频带的无线电话应用中使用。VCO输出也必须对电源噪声不敏感。具体说，当在CDMA电话中实现VCO时，VCO必须对由电压门控RF发送路径产生的电源噪声不敏感。本发明的另一目标是设计一种高Q、低成本、低元件计数、宽频带、对噪声不敏感电路作为在VCO中的谐振电路。
需要注意CDMA无线系统规范仅用于提供VCO经受的环境实例。宽频带、对噪声不敏感VCO可以用在许多应用中。作为实例环境的CDMA系统的使用决不会限制VCO的潜在应用。
发明内容
本发明是一种具有增强抗扰性的新颖和改进的宽频带压控振荡器(VCO)。另外，本发明可以看作是一种在较宽谐振频率范围上可调谐，具有高Q和对噪声不敏感的新颖谐振电路配置。该新颖谐振电路可以用放大器或专用集成电路产生具有宽频带覆盖范围、噪声不敏感和频率稳定特性的VCO来实现。
本发明的谐振电路由具有用作给谐振电路第一输入的第一端的第一耦合电容器组成。第二耦合电容器使用用作给谐振电路第二输入的第一端。第一电感器从第一耦合电容器的第二端连接到信号接地。同样，第二电感器将第二耦合电容器的第二端连接到信号接地。第一调谐电容器将第一耦合电容器的第二端与可变元件的第一端相连。第二调谐电容器将第二耦合电容器的第二端与可变元件的第二端相连。
在较佳实施例中，第一和第二调谐电容器都是可变电容器。这些可变电容器最好是变容二极管。第一调谐电容器是具有与第一耦合电容器的第二端相连的阳极的变容二极管。第二调谐电容器是具有与第二耦合电容器的第二端相连的阳极的变容二极管。
另外，在较佳实施例中，可变元件是是由两个每个都能由变容二极管实现的可变电容器组成。可变元件是由具有将其阴极作为可变元件第一端的第一变容二极管组成。具有将其阴极作为可变元件第二端的第二变容二极管构成剩下的可变元件。在可变元件中使用的第一和第二变容二极管的阳极都与信号接地相连。
向所有的变容二极管的阴极施加控制电压以调谐谐振电路的谐振频率。
结合附图通过下面给出的详细描述，本发明的特点、目标和优点将变得更明显，图中相同的标号字符在整个说明中对应一致图1是合成本机振荡器的框图；图2A-2B是表征振荡器电路的振幅和相位曲线图；图3是集成电路合成振荡器的框图；和图4是本发明较佳实施例的框图。
具体实施例方式
图3说明一种用于无线电话的典型本机振荡器实现框图。合成振荡器IC300包括锁相环路(PLL)302和作为振荡器304配置的放大器。合成振荡器IC300为了能够进行工作，需要外部谐振电路和环路滤波器310。如果谐振电路能够由施加的控制电压进行调谐，振荡器304就作为压控振荡器(VCO)配置。
谐振电路由平行于电容网络的电感器320组成。电容网络由固定电容器和可变电容器组成。电容网络分别使用串联的可变电容器342和344。第一可变电容器342通过第一调谐电容器332与电感器320的第一侧相连。第二可变电容器344通过第二调谐电容器334与电感器320的第二侧相连。第一可变电容器342与第二可变电容器344相连的节点与信号接地相连。
在合成振荡器IC 300中的振荡器304以谐振电路的谐振频率进行工作。振荡器304输出的一个采样传送给PLL 302。PPL 302将振荡器304输出信号的相位与基准信号(未示出)进行比较。所得的误差信号经过环路滤波器310，随后提供给谐振电路中的可变元件。环路滤波器310的输出通过第一和第二偏压电阻器352和354提供给可变电容器342和344。第一偏压电阻器352将环路滤波器310的输出与第一可变电容器342和第一调谐电容器332相连的终端连接。同样，第二偏压电阻器354用于将环路滤波器310的输出与第二可变电容器344和第二调谐电容器334相连的终端连接。第一可变电容器342和第二可变电容器344可以作为变容二极管实现。环路滤波器310的输出用于反偏置变容二极管。变容二极管依据所施加的反偏置电平改变它们的电容值。因此，通过控制变容二极管反偏置电压，就能控制振荡器的频率。PPL 302改变控制电压以保持锁相。
当如图3所示配置无线电话LO时，振荡器304仅能在谐振电路范围上调谐。如果振荡器304需要在较大的频率跨度上调谐以便电话能覆盖多个频带，那么，谐振电路必须能在整个范围上调谐。
图4说明了实现VCO以及本发明谐振电路的本机振荡器。本发明的谐振电路允许VCO在非常宽的频带上调谐。同时，谐振电路配置用于对低频率噪声相对不敏感。因为谐振电路对噪声不敏感，所以，使用谐振电路的VCO具有增强的抗扰性。
本发明的谐振电路利用了与使用可变电容器的可变元件耦合的电感元件。使用附加耦合电容器作为谐振电路的输入。耦合电容器用来将谐振电路输入连接与电感元件对接。耦合电容器和电感元件的配置为谐振电路输入连接上出现的信号提供了高通滤波器。因而，高通滤波器使输入给谐振电路的任意低频率噪声衰减。在谐振电路中的可变电容器仅受到经衰减的噪声影响。可变电容器和可变元件的配置用来进一步消减少低频噪声的影响。
在本发明的较佳实施例中，谐振电路的两个输入端与电容器相连。第一耦合电容器402与谐振电路的第一输入连接相连。第二耦合电容器404与谐振电路的第二输入连接相连。与输入连接相对的第一耦合电容器402的一端与第一电感器422相连。与第一耦合电容器402相对的第一电感器422的一端与信号接地相连。同样，与输入连接相对的第二耦合电容器404的一端与第二电感器424相连。与第二耦合电容器404相对的第二电感器424的一端与信号接地相连。当从任一谐振电路输入端看出去，耦合电容器和电感器的配置形成了双极点高通滤波器。这样，谐振电路输入连接上感应任何低频噪声将由耦合电容器和电感器配置成的高通滤波器进行衰减。
第一调谐电容器432将第一耦合电容器402和第一电感器422的接合点与可变元件的第一端相连。第二调谐电容器434将第二耦合电容器404和第二电感器424的接合点与可变元件的第二端相连。在较佳实施例中，第一调谐电容器432和第二调谐电容器434都是可变电容器，可以用变容二极管实现。在较佳实施例中，第一调谐电容器432是具有与第一耦合电容器402和第一电感器422接合点相连的阳极的变容二极管。同样，第二调谐电容器434是具有与第二耦合电容器404和第二电感器424的接合点相连的阳极的变容二极管。
可变元件可以是任何可变电抗元件。在较佳实施例中，可变元件是可变电容器。在较佳实施例中，可变元件使用两个变容二极管实现。第一变容二极管442配置具有作为可变元件第一终端的阴极。在较佳实施例中，第一变容二极管442的阴极与作为第一调谐电容器432的变容二极管阴极相连。第一变容二极管442的阳极与信号接地相连。第二变容二极管444配置具有作为可变元件第二终端的阴极。在较佳实施例中，第二变容二极管444的阴极与作为第二调谐电容器434的变容二极管阴极相连。第二变容二极管444的阳极与信号接地相连。
通过两个偏压电阻器施加控制可变电容器值的DC偏压。第一偏压电阻器452将第一调谐电容器432和第一变容二极管442的阴极与控制电压相连。同样，第二偏压电阻器454将第二调谐电容器434和第二变容二极管444的阴极与控制电压相连。两个偏压电阻器452和454将第一对变容二极管(432和442)上的偏压与第二对变容二极管(434和444)上的偏压隔离。
较佳实施例谐振电路的检验揭示了它是完整的平衡电路配置。从谐振电路第一输入连接看出去的阻抗等于从谐振电路第二输入连接看出去的阻抗。这就容易确定可以对谐振电路进行修改以便在需要单端谐振电路的设计中使用的单端配置中工作。为了将平衡谐振电路修改为单端谐振电路配置，就要去除与平衡谐振电路第二输入端相连的所有电路元件。
在谐振电路中实现的两个单独电路布局有助于增强抗扰性。即使从平衡电路的配置中可以明显看出平衡电路的第二部分中的元件也同样有助于增强抗扰性，但仅对一半谐振电路进行描述。
当从谐振电路输入端看出去时，连接的第一电感器422与第一耦合电容器402提供一个双极点高通滤波器。在谐振电路输入端感应的低频噪声由该双极点高通滤波器进行衰减。第一调谐电容器432和第一变容二极管442的电路配置也有助于增强抗扰性。第一调谐电容器432使用变容二极管实现。在较佳实施例中，第一调谐二极管432使用与第一变容二极管442相同的变容二极管。当从第一调谐电容器432的阳极看出去时，第一调谐二极管432和第一变容二极管442就作为电容分压器出现。因为选择第一调谐电容器432和第一变容二极管442为相同的零件，因此，它们的阻抗相同。因此，任何在第一调谐电容器432阳极影响的噪声由分压器配置进行衰减。谐振电路在同一节点与第一调谐电容器432和第一变容二极管442的阴极相连。因此，通过第一调谐电容器432阳极与第一调谐电容器432和第一变容二极管442耦合的AC噪声将以相反的方式影响两个变容二极管的偏置。与电容分压器耦合的AC噪声将以出现在第一变容二极管442上的AC噪声的反向极性出现在第一调谐电容器432上。结果是进一步使得谐振电路上的AC噪声影响衰减。因为AC噪声增加了第一调谐电容器432上的反向偏压，因而在第一变容二极管442上的反向偏压就相应减少。这并没有完全消除变容二极管上的噪声影响，但也减少了噪声的影响。同时，变容二极管以并行控制电压出现，并且这样，就用来对谐振电路的调谐范围进行扩展。已经证明采用这种配置扩展了25％的调谐带宽。
前面所提供的对较佳实施例的描述是为了使本领域的熟练技术人员能完成或使用本发明。对于本领域的熟练技术人员来说，对这些实施例各种修改将是显而易见的，并且在不使用创造性的情况下，在此所说明的一般原理可以应用于其他实施例。这样，本发明并不是要局限于在此所示出的实施例，而是符合与在此所揭示的原理和新颖特征关联的最宽范畴。
权利要求
1.一种宽频带、对噪声不敏感的谐振电路，其特征在于，包括作为所述谐振电路的输入的滤波器元件；第一可变电容器；以及将所述滤波器元件输出与所述第一可变电容器耦合的第一调谐电容器；其中所述调谐电容器和可变电容器的电容量由施加的控制电压调节，并且所述谐振电路的谐振频率由所述滤波器元件、第一调谐电容器和第一可变电容器确定。
2.如权利要求1所述的谐振电路，其特征在于，所述滤波器元件是高通滤波器。
3.如权利要求1所述的谐振电路，其特征在于，所述滤波器元件包括耦合电容器；和从所述耦合电容器连接到信号接地的电感器，由此，当从给谐振电路的所述输入观看时，所述耦合电容器和电感器包括双极点高通滤波器。
4.如权利要求1所述的谐振电路，其特征在于，所述第一调谐电容器和第一变容电容器是变容二极管。
5.如权利要求4所述的谐振电路，其特征在于，所述变容二极管的阴极共用公共节点。
6.一种平衡(balanced)、宽频带、对噪声不敏感的谐振电路，其特征在于，包括作为所述谐振电路第一平衡输入的第一滤波器元件；第一可变电容器；将所述第一滤波器元件输出和所述第一可变电容器耦合的第一调谐电容器；作为所述谐振电路第二平衡输入的第二滤波器元件；第二可变电容器；以及将所述第二滤波器元件输出和所述第二可变电容器耦合的第二调谐电容器；其中，所述第一和第二调谐电容器以及第一和第二可变电容器的电容量由施加的控制电压调节，并且所述谐振电路的谐振频率由所述第一和第二滤波器元件、第一和第二调谐电容器和第一和第二可变电容器确定。
7.一种具有宽调谐范围和改进对噪声不敏感性的压控振荡器(VCO)，其特征在于，包括放大器；和谐振电路，包括作为所述谐振电路的输入的滤波器元件；第一可变电容器；以及将所述滤波器元件输出与所述第一可变电容器耦合的第一调谐电容器；其中，所述放大器与所述谐振电路相连以产生振荡器，并且所述调谐电容器和可变电容器的电容量由施加的控制电压调节，而所述谐振电路的谐振频率由所述滤波器元件、第一调谐电容器和第一可变电容器确定。
8.一种具有宽调谐范围和改进对噪声不敏感性的压控振荡器(VCO)，其特征在于，包括放大器；和平衡谐振电路，包括作为所述平衡谐振电路第一平衡输入的第一滤波器元件；第一可变电容器；将所述第一滤波器元件输出和所述第一可变电容器耦合的第一调谐电容器；作为所述平衡谐振电路第二平衡输入的第二滤波器元件；第二可变电容器；以及将所述第二滤波器元件输出和所述第二可变电容器耦合的第二调谐电容器；其中，所述放大器与所述平衡谐振电路相连以产生振荡器，并且，所述第一和第二调谐电容器以及第一和第二可变电容器的电容量由施加的控制电压调节，而所述平衡谐振电路的谐振频率由所述第一和第二滤波器元件、第一和第二调谐电容器和第一和第二可变电容器确定。
全文摘要
一种具有使用有限控制电压范围将其工作频率在较宽范围上调谐能力的压控振荡器(VCO)。VCO运用了一种新颖的谐振电路,它提供了较宽频率调谐范围,同时又提供了对感应的低频噪声增强的抗扰性。谐振电路使用在每个谐振电路输入包括有高通滤波器(402、422和404、424)的元件配置。变容二极管(432、434)用于使传统的调谐电路与谐振电路的剩余部分耦合。该配置允许使用有限的控制电压范围,使谐振频率在较宽范围上调谐。
文档编号H03L7/08GK1387695SQ00815426
公开日2002年12月25日 申请日期2000年8月31日 优先权日1999年9月1日
发明者P·H·茜 申请人:高通股份有限公司