专利名称：用于低中频接收器的模拟式解调器的制作方法
技术领域：
本发明提供一种用于一低中频接收器(Low-IF Receiver)中的一模拟式解调器(Analog Demodulator)，特别指一种利用直流电位偏移校准以及滤波等相关技术，以分别消除区域振荡泄漏及高次谐波项的模拟式解调器。
背景技术：
在现今无线通信系统的射频传输接收器(RF Transceiver)有三种结构，第一种为历史最悠久的超外差(Super-heterodyne)，由于其以一中频元件来接收及传送信号，因此其工作上具有高灵敏度的优点，但缺点在于需要中频表面声波滤波器(IF SAW Filter)等较多分离式元件，使得组装价格过高且所需空间过大；第二种为直接转换(Direct Conversio)，或称为零中频(Zero IF)，其技术特征在于由射频接收的信号直接降至基频信号，省去中频元件，但也因此造成灵敏度不足和噪声过大；第三种为低中频(Low IF)，或称近零中频(NearZero IF)，其特点介于上述两种技术之间，低中频与超外差的差异在于低中频技术的低中频部分处理较低于超外差结构的中频信号的频率，甚至低中频技术低中频部分的频率已接近基频，如此一来，既可省除中频滤波器等分离式元件以节省成本、空间，又不至于造成过度不足的灵敏度和过大的噪声。
由上述可知，低中频的结构在无线通信的传输和接收端上的应用具有相当大的优点，因此其应用也相当广泛，举凡在无线区域网络(Wireless LAN，WLAN)，移动电话(Cellular Telephone)，以及无线电话(Cordless Telephone)等系统中，都可见低中频的结构和概念，如Baltus等人提出的US Patent 5，751，249，“Radio transmission system and a radio apparatus for use in such a system”中就提出以一相位控制阵列装置(Rhased-array Radio Apparatus)调整天线阵列的电磁波接收束，并配合一低中频或零中频接收器的概念于一无线电传输系统(Radio Transmission System)中，使整个系统更容易及完善地加以组合。除此之外，在无线个人网络的蓝芽系统也开始采用低中频的结构和概念，如YiLu等人于1999年International Analog VLSI Workshop提出的“A 2.4GHzCMOS Low-IF Receiver”，International Analog VLSI Workshop，以及Wei-Cherng Liao等人于2000年Proceedings of the 11 th VLSI/CADSymposium提出的“An FH-SS GFSK Low-IF Receiver for Bluetooth”等文献，都公开了在蓝芽系统中，采用低中频率的转换电路，将射频先转换为1～4MHz的低中频率信号之后、再转往基频处理的结构。
现今部分的低中频或超低中频接收器的结构是将自天线接收下来的信号直接经由模拟数字转换器后，交由数字无线信号处理器(Digital RadioProcessor)处理，如此虽然免去了模拟结构所需的频率相关的模拟元件，但因此增加与模拟的射频接收端组合上的复杂度。再者，此种结构除了需有高频宽、高速、以及高解析度的模拟数字转换器之外，其对数字元线信号处理器的运算能力的要求则随之加剧，因此就用户端产品而言，成本控制不易。现阶段更为普遍的做法是在低中频或超低中频接收器的结构中，将模拟处理与数字运算方面作适当的分工。例如H.Tsurumi等人于IEICE Transaction ofCommunication.，Vol.E83-B，No.6，pp.1246-1253中发表的“Broadband andflexible receiver architecture for software defined radio terminal using directconversion and low-IF principle”，就显示模拟与数字分工的方式(AnalogSystem-Selection/Digital Channel-Selection，ASS/DCS)为目前最常采用的方式，也就是不同标准系统信号的接收与发送以模拟的方式处理，而特定系统下的通道选取则采数字化的运算方式。在这样采取模拟数字分工的低中频或超低中频接收器的概念下，以数字的方式进行解调和镜像消除(ImageRejection)的结构仍最为常见普遍，于US Patent 5,802,463，“Apparatus andmethod for receiving a modulated radio frequency signal by converting the radiofrequency signal to a very low intermediate frequency signal”中，Zuckerman等人提出一超低中频(Very Low Intermediate Frequency)的结构在无线区域网络或无线电话中，并以数字解调的方式完成此超低中频的结构，此超低中频的信号频率已非常接近基频(Base-band)，Zuckerman等人并在系统中加入镜像消除(Image Rejection)的技术，保持降频后的信号品质。之后，依据与前述US Patent 5,802,463的公知技术相似的概念提出数字式解调器的低中频或超低中频结构的专利不胜枚举，如Mostafa等人提出的US Patent 6,373,422，“Method and apparatus employing decimation filter for down conversion in areceiver”，以及Brown等人提出的US Patent 6,366,622，“A pparatus andmethod for wireless communications”中都将接收到的一对正交(Quadrature)信号先送到一模拟数字转换器(Analog-to-digital Converter，ADC)中转换为数字信号的形态，再以数字的方式完成镜像消除及降频的功能。而在众多描述数字式低中频或超低中频结构的专利中，有一些公知技术特别着眼于利用数字方式去消除镜像，如Glas等人提出的US Patent 6,330,290，“Digital I/Qimbalance compensation”中，利用检测信号(Test Signal)及一补偿(Compensation)技术以数字控制的方式对一对正交信号的相位(Phase)和幅值(Amplitude)分别作补偿，以微调信号的相位和幅值，达到消除镜像的目的。只是，在上述的公知技术的结构底下，一来在模拟式的射频接收端中要组合进数字式的解调器的结构较为繁杂，再者，由于数字式解调器的结构必然需要加入模拟数字转换器，因此衍生出过多的能源消耗等相关的问题。
至于使用模拟式解调电路来完成超低中频的结构方面，Michiel Steyaert等人于“RF Integrated Circuits in Standard CMOS Technologies”，以及其和JanCrols在1998年IEEE Transactions on Circuits and Systems-IIAnalog andDigital Signal Processing，vol.45，No.3，pp.269-282发表的“Low-IFTopologies for High Performance Analog Front Enads of Fully IntegratedReceivers”中已有所提及，并显示模拟式混频的结构在与模拟式的射频接收端的组合上确有许多益处，而这一组研究团队包含Jan Crols和MichielSteyaert等人亦在1995年的Symposium on VLSI Circuits Digest of TechnicalPapers，pp.87-88，“An Analog Integrated Polyphase Filter for a HighPerformance Low-IF Receiver”中，对于全模拟式低中频或超低中频结构的相关问题的改善着眼于降低相位的误差，并利用一相位调置装置，如一锁相回路电路(Phase Locked Loop(PLL)circuit)去降低相位的误差。
时至今日，由于与模拟传输接收端组合上的优势及低能源消耗等优点，应用模拟式解调器于低中频或超低中频接收器的结构已愈受重视，只是，要将接收端中接收到的射频降频至几近基频的超低中频，在模拟式解调器的结构下还容易引发其他的问题，除了前述公知技术所着眼的相位误差外，还包含了直流电位偏移(DC Offset)所引发的本地振荡泄漏(LO leakage)、以及本地振荡发生器(Local Oscillator Generator)所带来的高次谐波项等问题尚待解决。
发明内容
因此本发明主要提供一种用于一低中频接收器(Low-IF Receiver)中的一模拟式解调器及相关方法，以解决上述问题。
在本发明中，我们提出一包含校准装置、直流位移校准电路、以及滤波装置所述的模拟式解调器，用来解决此模拟式解调器于一低中频接收器中产生的直流电位偏移及高次谐波项等问题。
本发明的目的为提供一种适用于低中频接收器(Low-IF Receiver)中的模拟式解调器(Analog Demodulator)。该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来分别接收一对正交信号(Quadrature Signal)；至少一校准装置，用来降低该对正交信号的直流电位偏移(DC Offset)；一振荡源(Reference Source)，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器(Local Oscillator Generator)，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；至少一混频器(mixer)，连接于该本地振荡发生器，并连接于该校准装置之后，用来分别将该对正交信号进行混频；以及至少一直流位移校准电路(DC OffsetCalibration Circuit)，连接于该混频器，用来消除该混频器本身所产生的直流电位偏移。其中当该接收电路分别接收由一前级电路所传送的该对正交信号后，该校准装置会降低该对正交信号的直流电位偏移(DC Offset)。接下来当该混频器配合该本地振荡发生器分别对该对正交信号进行混频时，该直流位移校准电路会消除该混频器本身所产生的直流电位偏移，最后分别输出混频后的该对正交信号。
本发明的另一目的为提供一种于模拟式解调器中减低本地振荡泄漏(LOleakage)的方法。该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来分别接收一对正交信号；至少一校准装置，用来降低该对正交信号的直流电位偏移以避免本地振荡泄漏；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；至少一混频器(mixer)，用来分别将该对正交信号进行混频；以及至少一直流位移校准电路，连接于该混频器，用来降低该混频器本身所产生的直流电位偏移以避免本地振荡泄漏。而该方法包含有使用该接收电路分别接收由一前级电路所传送的该对正交信号；使用该校准装置降低该对正交信号的直流电位偏移；使用该混频器分别将该对正交信号进行混频；以及使用该直流位移校准电路消除该混频器本身所产生的直流电位偏移。
本发明的另一目的为提供一种适用于低中频接收器中的模拟式解调器。该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来接收一对正交信号；至少一校准装置，用来降低该对正交信号的直流电位偏移；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；以及至少一混频器，连接于该本地振荡发生器，并连接于该校准装置之后，用来分别将该对正交信号进行混频。其中当该接收电路分别接收由一前级电路所传送的该对正交信号后，该校准装置会降低该对正交信号的直流电位偏移，接着该混频器配合该本地振荡发生器会分别对该对正交信号进行混频，最后分别输出混频后的该对正交信号。
本发明的另一目的为提供一种于模拟式解调器中，使用一校准技术来减低该模拟式解调器的本地振荡泄漏的方法。其中该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来分别接收一对正交信号；至少一校准装置，用来提供该校准技术，以降低该对正交信号的直流电位偏移，其中该直流电位偏移是为造成本地振荡泄漏的主因；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；以及至少一混频器，连接于该本地振荡发生器，并连接于该校准装置之后，用来分别将该对正交信号进行混频。而该方法包含有使用该接收电路分别接收由一前级电路所传送的该对正交信号；使用该校准装置降低该对正交信号的直流电位偏移；使用该混频器分别将该对正交信号进行混频；以及输出混频后的该对正交信号。
本发明的另一目的为提供一种适用于低中频接收器中的模拟式解调器。该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来分别接收一对正交信号；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；至少一混频器，连接于该本地振荡发生器，并连接于该接收电路之后，用来分别将该对正交信号进行混频；以及至少一直流位移校准电路，连接于该混频器。用来消除该混频器本身所产生的直流电位偏移。其中当该接收电路分别接收由一前级电路所传送的该对正交信号后，该混频器配合该本地振荡发生器会分别对该对正交信号进行混频，同时该直流位移校准电路会消除该混频器本身所产生的直流电位偏移，最后分别输出混频后的该对正交信号。
本发明的另一目的为提供一种于模拟式解调器中用来减低本地振荡泄漏的方法。其中该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来分别接收一对正交信号；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；至少一混频器，连接于该本地振荡发生器，并连接于该接收电路之后，用来分别将该对正交信号进行混频；以及至少一直流位移校准电路，连接于该混频器，用来该混频器本身所产生的直流电位偏移，其中该直流电位偏移是为造成本地振荡泄漏的主因。该方法包含有使用该接收电路分别接收由一前级电路所传送的该对正交信号；使用该混频器分别将该对正交信号进行混频；使用该直流位移校准电路消除该混频器本身所产生的直流电位偏移；以及输出混频后的该对正交信号。
本发明的另一目的为提供一种适用于低中频接收器中的模拟式解调器。该模拟式解调器是为一模拟式镜像消除解调器(Image-Rejected AnalogDemodulator)，具有镜像消除(Image-Rejection)的功能。该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来分别接收一对正交信号；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；至少一混频器，连接于该本地振荡发生器，用来分别将该对正交信号进行混频；以及至少一滤波装置，连接于于该本地振荡发生器，用来消除该本地振荡所产生的高次谐波项。
本发明的另一目的为提供一种使用一滤波技术于模拟式解调器中，以消除高次谐波项的方法。其中该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来分别接收一对正交信号；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；其中高次谐波项是由该本地振荡所产生；至少一混频器，连接于该本地振荡发生器，用来分别将该对正交信号进行混频；以及一滤波装置，连接于该本地振荡发生器之后，用来提供该滤波技术，以消除该本地振荡所产生的高次谐波项。而该方法包含有使用该振荡源产生参考时钟；使用该本地振荡发生器将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率，其中该特定频率的参考时钟可供该混频器用来分别将该对正交信号进行混频；以及使用该滤波装置消除该本地振荡所产生的高次谐波项。
本发明的优点在于，本发明的模拟式解调器在接收由一前级电路所传送的一对正交信号后，可利用至少一校准装置去降低该对正交信号的直流电位偏移，降低区域振荡泄漏。
本发明的优点在于，本发明的模拟式解调器在利用混频器将接收到的一对正交信号进行混频时，可利用至少一直流位移校准电路去消除该混频器本身所产生的直流电位偏移，降低区域振荡泄漏。
本发明的优点在于，本发明的模拟式解调器可利用至少一滤波装置去消除一本地振荡所产生的高次谐波项，避免影响信号的稳定及精确。
图1为本发明模拟式解调器的第一实施例的示意图。
图2为本发明模拟式解调器的第二实施例的示意图。
图3为图2直流位移校准电路的可控式电流镜一实施例的示意图。
图4为图2直流位移校准电路的可控式电流镜另一实施例的示意图。
图5为本发明模拟式解调器的第三实施例的示意图。
图6为图5模拟式解调器部分的电路图。
图7(a)、(b)为图6电路结构的另一实施例。
图8为图5实施例中加入一滤波装置的示意图。
图9为本发明模拟式解调器的第四实施例的示意图。
附图符号说明10、30、60、90模拟式解调器12、32、62、92接收电路14、34、64、94接收电路16、66、96第一校准装置18、68、98第二校准装置20、40、70、100振荡源22、42、72、102本地振荡发生器24、44、74、104混频器26、46、76、106第一可编程增益放大器28、48、78、108第二可编程增益放大器35、65、95第一直流位移校准电路37、67、97第二直流位移校准电路50、54可控式电流镜
52电压选择阵列56开关阵列80、110波滤装置116、118校准装置126、128放大装置具体实施方式
本发明所公开的模拟式解调器(Analog Demodulator)是置于一低中频接收器(Low-IF Receiver)中的第二级模拟式解调器，亦即，于低中频接收器中，在本发明的模拟式解调器之前设置有一第一级解调器先将接收到的射频(Radio Frequency，RF)信号作第一次降频的操作，接下来再将已经过一次降频的信号送至本发明的模拟式解调器中进行再一次的混频、降频工作。
将模拟式解调器应用于一低中频接收器中的结构下，需要克服的问题就是直流电位偏移所造成的本地振荡泄漏以及高次谐波项对系统效能的影响，因此，本发明所公开的模拟式解调器能利用二直流位移校准技术以及一滤波技术以解决直流电位偏移及高次谐波项等问题。
请参阅图1，图1为本发明模拟式解调器10的第一实施例的示意图。本发明模拟式解调器10为一模拟式镜像消除解调器(Image-Rejected AnalogDemodulator)，具有消除镜像的功能。模拟式解调器10包含有二接收电路1 2、14，用来分别接收由上述前一级解调器所传来的一对正交信号(QuadratureSignal)，此对正交信号包含一同相位信号(In-Phase Signal，I)以及一正交相位信号(Quadrature-Phase Signal，Q)。如图1所示，模拟式解调器10还包含了二校准装置16，18、一振荡源(Reference Source)20、一本地振荡发生器(LocalOscillator Generator)22、以及一组混频器(mixer)24。二校准装置16、18分成第一校准装置16以及第二校准装置18，分别连接于二接收电路12、14后，使得此对正交信号I、Q的同相位信号I以及正交相位信号Q分别通过此二校准装置16、18，此二校准装置16、18可为一带禁滤波器(Notch Filter)、一高通滤波器(High Pass Filter)，或者可校准电位偏移的其他装置。在本实施例中，校准装置16、18是为截止频率很低的高通滤波器，以滤除直流信号。请见图1，第一校准装置16对应于同相位信号I、而第二校准装置18对应于正交相位信号Q。经过第一校准装置16以及第二校准装置18处理后的同相位信号I以及正交相位信号Q会传送至混频器24。另外，振荡源20可提供一参考时钟至本地振荡发生器22，本地振荡发生器22会将振荡源20产生的参考时钟降频至一特定频率，此特定频率为介于全球移动通信系统(GSM)或无线区域网络(WLAN)应用的射频(RF)信号与基频(Base-Band)频率之间的任一频率。接着本地振荡发生器22连接至混频器24，如此一来，混频器24就能利用此特定频率的参考时钟将同相位信号I以及正交相位信号Q分别进行混频，最后再将混频后的同相位信号Q以及正交相位信号Q送至下一级电路。
请继续参阅图1，本发明的第一实施例的工作情形如下，当二接收电路12、14分别接收由一前级电路所传送的同相位信号I以及正交相位信号Q后，分别连接于同相位信号I以及正交相位信号Q后的第一校准装置16以及第二校准装置18能降低此对正交信号I、Q的直流电位偏移，此对正交信号I、Q的直流电位偏移最主要的来源就是来自前一级的放大电路，而此种直流电位偏移就是造成本地振荡泄漏的主因之一。接着混频器24配合本地振荡发生器22输出的此特定频率的参考时钟会分别对同相位信号I以及正交相位信号Q进行混频，最后再分别输出混频后的此对正交信号I、Q。在本发明的第一实施例中，模拟式解调器10可另外包含至少一放大装置(Amplifier)(如图1中所示，分别连接于同相位信号I以及正交相位信号Q后的第一可编程增益放大器(Programmable Gain Amplifier，PGA)26与第二可编程增益放大器28，可用来分别放大同相位信号I以及正交相位信号Q)。由上可知，由于模拟式解调器10包含进第一可编程增益放大器26与第二可编程增益放大器28去放大此对正交信号I、Q，若前一级解调电路所传送的此对正交信号I、Q已具有一定量的直流电位偏移，再经第一与第二可编程增益放大器28将信号放大后，直流电位偏移的量则将变得很可观，若系统中没有加入第一校准装置16以及第二校准装置18去降低此对正交信号I、Q的直流电位偏移，则巨大的直流电位偏移造成的区域振荡泄漏会严重影响系统的效能。因此，此二校准装置16、18及其对一对正交信号I、Q的直流电位偏移校正的功能为本发明第一实施例的重要的技术特征。
如前述，第一实施例的模拟式解调器10是用于一低中频接收器中，而低中频接收器是应用于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)通信系统中。另外，请注意，在实际实施时，校准装置的数目无须如图1实施例的限定为二个，只要能达成校正此对正交信号I、Q的直流电位偏移，用同样的方式不论只使用一个校准装置甚至超过三个以上的校准装置，都包含在本实施例的范围内。
另一个在系统中产生直流电位偏移的因素是由于系统中混频器因本身混频器核心(Mixer Core)的不匹配所产生的直流电位偏移，请参阅图2，图2为本发明的第二实施例的示意图，图2的模拟式解调器30亦为一模拟式镜像消除解调器，类似于前一个实施例，模拟式解调器30包含有二接收电路32、34、一振荡源40、一本地振荡发生器42、以及一组混频器44。二接收电路32、34用来分别接收由上述前一级解调器所传来的一对正交信号(Quadrature Signal)，此对正交信号包含一同相位信号(In-Phase Signal，I)以及一正交相位信号(Quadrature-Phase Signal，Q)。在图2中，混频器44中对应同相位信号I以及正交相位信号Q的两电路线路上分别包含二直流位移校准电路35、37(DC Offset Calibration Circuit)(第一直流位移校准电路35、第二直流位移校准电路37分别对应到同相位信号I以及一正交信号Q)，此二直流位移校准电路35、37可为一种可控式电流镜(Controllable Current Mirror)，其中可控式电流镜是将同相位信号I以及正交相位信号Q的电压信号转换为电流信号，并调整混频器44的输入级电路的偏压电流至相同的值，以消除混频器44所产生的区域振荡泄漏。请见图3。图3显示图2第一直流位移校准电路35或第二直流位移校准电路37的可控式电流镜的一实施例。图3的可控式电流镜50是利用金属氧化物半导体(metal-oxide semiconductor，MOS)晶体管M1-M4的结构完成，事实上，图3的可控式电流镜主要显示控制镜像电流I′大小的结构部分，至于将电压信号转换为电流信号的结构则为普遍的公知技术，无须多加赘述及显示。如图3所示，电流I进入可控式电流镜50后，可控式电流镜50利用一电压选择阵列(Voltage Switch Array)52，控制对应于金属氧化物半导体晶体管M1-M4的各个电压V2-V4的开关，以决定合并后整个金属氧化物半导体晶体管的面积、并藉由改变整个金属氧化物半导体晶体管的面积来调整镜像电流I′的大小。在实际实施时，金属氧化物半导体晶体管的数目无须如图3实施例一样限定。金属氧化物半导体晶体管的数目愈多，则调整的精确度则愈高。请参阅图4，图4显示了图2直流位移校准电路的可控式电流镜的另一实施例。图4的可控式电流镜54是利用双极型晶体管(Bipolar)B0配合上电阻R0-R3的结构完成，和图3的实施例相同，图4的可控式电流镜54主要显示控制电流大小的结构部分，并没有显示将电压信号转换为电流信号的结构。于图4中，电流I进入可控式电流镜54后，可控式电流镜54利用一开关阵列56，控制对应于电阻R0-R3的连接的接通或断路，以合并后总电阻的大小来调整镜像电流I′的大小。同样地，在实际实施时，电阻的数目无须如图实施例一样限定。电阻的数目愈多，则调整的精确度则愈高。
请继续参阅图2，振荡源40可提供一参考时钟至本地振荡发生器42，本地振荡发生器42会将振荡源40产生的参考时钟降频至一特定频率，此特定频率为介于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)应用的射频(RF)信号与基频(Base-Band)频率之间的任一频率。接着本地振荡发生器42连接至混频器44，提供此特定频率的参考时钟予校准装置，如此一来，混频器44就能利用此特定频率的参考时钟将同相位信号I以及正交相位信号Q分别进行混频，最后再将混频后的同相位信号I以及正交相位信号Q送至下一级电路。本发明第二实施例主要的技术特征在于利用连接混频器44的直流位移校准装置35、37来消除混频器本身所产生的直流电位偏移，消除此种直流电位偏移造成的本地振荡泄漏。另外，在本发明的第二实施例中，模拟式解调器30可于接收电路32、34后另外包含至少一放大装置(Amplifier)(如图1中所示，分别连接于同相位信号I以及正交相位信号Q后的第一可编程增益放大器(Programmable Gain Amplifier，PGA)46与第二可编程增益放大器48，可用来分别放大同相位信号I以及正交相位信号Q)。
和第一实施例相同的是，第二实施例的模拟式解调器30亦用于一低中频接收器中，而低中频接收器是应用于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)通信系统中。另外，请注意，在实际实施时，直流位移校准电路的数目无须如图2实施例的限定为二个，直流位移校准电路的设置亦无须如图2实施例的限定为分别装设于混频器中对应同相位信号I以及正交相位信号Q的两电路线路上，即，即使只装设一个直流位移校准电路于同相位信号I以及正交相位信号Q的两电路线路的其中之一，只要能达成消除混频器本身所产生的直流电位偏移的功能，亦属于本实施例的技术特征。
将本发明第一实施例及第二实施例的技术特征合并后，可更完整及全面的消除前一级解调器带来的直流电位偏移以及混频器本身所产生的直流电位偏移，使得系统的直流电位偏移及其所造成的本地振荡泄漏能降至最低。请参阅图5，图5为本发明的第三实施例的示意图，图5的模拟式解调器60为合并了第一及第二实施例的模拟式解调器的技术特征，结构中相关元件的名称及功能与第一及第二实施例所描述的相同。模拟式解调器60包含有用来分别接收同相位信号I以及正交相位信号Q的二接收电路62、64，用来降低此对正交信号I、Q的直流电位偏移的二校准装置66、68(第一校准装置66以及第二校准装置68)；用来提供一参考时钟的一振荡源70；用来将振荡源70产生的参考时钟降频至一特定频率的一本地振荡发生器72；用来分别将此对正交信号I、Q进行混频的一组混频器74；以及用来消除混频器74本身所产生的直流电位偏移的二直流位移校准电路65、67(第一直流位移校准电路65、第二直流位移校准电路67)。图5的模拟式解调器60最重要的技术特征为同时包含了连接于接收电路后的二校准装置66、68以及连接于混频器74中的二直流位移校准电路65、67，将所有造成直流电位偏移的原因都加以考虑进去，因此能将造成本地振荡泄漏的直流电位偏移降至最低。
请参考图6，图6为图5模拟式解调器60一部分的电路图。图6的电路图为实行图5模拟式解调器60的一实施例，信号是以电流形式输入。图6的电路图包含了图5模拟式解调器60的二校准装置66、68(第一校准装置以及第二校准装置66、68)、部分的混频器74、二直流位移校准电路65、67、以及本地振荡发生器72。图6实施例所显示的电路主要是利用金属氧化物半导体晶体管、双极型晶体管、及其他模拟元件的模拟结构完成。值得注意的是，首先，第一校准装置以及第二校准装置66、68在图6中是分别利用电阻R1、R2及电容C1、C2构成的带禁滤波器(Notch Filter)来达到消除直流电位偏移的功效。如同本发明第一实施例中所述，校准装置的型式不限于带禁滤波器，包含高通滤波器(High Pass Filter)或者可校准电位偏移的其他装置亦包含在内，再者，直流位移校准电路的数目及型式亦无须限定。最后，关于图6中显示本地振荡发生器72的电路部分，由于本发明模拟式解调器60为一模拟式镜像消除解调器，其镜像消除的能力端视于本地振荡发生器72的四个输入端A、B、C、D信号的正交相差(Quadrature Phase Difference)是否相互差距九十度，以及本地振荡发生器72的四个输入端A、B、C、D信号的幅值(Amplitude)是否相同。请接着参考图7(a)及图7(b)，图7(a)及图7(b)为图6电路结构的另一实施例，实际上，图7(a)及图7(b)为相互连接的电路结构，图7(a)中电路接点p及q即分别对应连接于图7(b)中电路接点p及q。请与图6一同观之，图7(a)的结构大致对应于图6所显示的混频器74，四个端点A、B、C、D信号的正交相差(Quadrature Phase Difference)是否相互差距九十度，以及A、B、C、D四个信号的幅值是否相同仍决定了本发明模拟式解调器60镜像消除能力的好坏，而图7(b)的结构则大致对应于图6电路结构中除了混频器74以外的部分，但并未包含图6中的二校准装置66、68(第一校准装置以及第二校准装置66、68)以及二直流位移校准电路65、67，因此，图7(b)中所显示的一对正交信号I、Q应视为已经过图6所显示的二校准装置66、68消除直流电位偏移后的一对正交信号I、Q。首先请注意，图7(a)及图7(b)与图6最重要的相异之处在于，图7(a)及图7(b)实施例中的信号是以电压形式输入，而图6实施例中的信号是以电流形式输入，再者，图7(a)及图7(b)实施例中所显示的金属氧化物半导体晶体管M1、M2以及双极型晶体管B1～B4并非此结构惟一限定的组合及选择，其他能够完成与此实施例相同功能的结构都包含在本发明的技术特征当中。
在本发明模拟式解调器的结构下，需要克服的问题除了直流电位偏移所造成的本地振荡泄漏之外，本地振荡所产生的高次谐波项对系统效能也有不良的影响。在上述本发明第一至第三实施例中，由于振荡源提供的参考时钟为方波信号，是由不同次方的谐波项所组成，所以容易产生高次谐波项的问题，在上述本发明第一至第三实施例的结构中，在其振荡源及本地振荡发生器之后，若设置一滤波装置，将其连接于本地振荡发生器之后，则能用来滤除本地振荡所产生的高次谐波项，尤其是针对三阶(3rd)以及五阶(5th)的谐波项。请参阅图8，图8为将图5实施例中的本地振荡发生器72后加入一滤波装置80的示意图。请注意，波滤装置80可为一多相位滤波器(Poly-PhaseFilter)、一低通滤波器(Low Pass Filter)或者数字滤波器(Digital Filter)，主要用来滤除三阶(3rd)以及五阶(5th)谐波项。图8示意图的结构是以图5为例，事实上，这样加入一滤波装置的结构亦适用于图1及图2的实施例中。
如此一来，将本发明第一、第二、第三、以及图8的实施例结合后，即可完整描述本发明所有重要的技术特征。请见图9，图9为本发明模拟式解调器90的第四实施例的示意图。第四实施例的模拟式解调器90将前述所有实施例的主要元件及功能都包含在内。由图9可知，模拟式解调器90包含了二接收电路92、94、二校准装置96、98(第一校准装置96及第二校准装置98)、一振荡源100、一本地振荡发生器102、一组混频器104、一滤波装置110、以及二直流位移校准电路95、97。模拟式解调器90另外还包含了二放大装置106、108连接于接收电路92、94后，用来放大接收进的一对正交信号I、Q。模拟式解调器90亦包含了二放大装置126、128于此对正交信号I、Q的输出端，用来放大混频后的此对正交信号I、Q。在本实施例中，另包含低通滤波器(Low Pass Filter)116、11 8，连接于混频器104之后，用来进一步滤除前一级解调电路所产生的高次谐波成份。其中当接收电路92、94分别接收由一前级电路所传送的该对正交信号I、Q后，校准装置96、98会降低此对正交信号I、Q的直流电位偏移。接下来当混频器104配合本地振荡发生器102分别对此对正交信号I、Q进行混频时，滤波装置110会消除本地振荡所产生的高次谐波项，而直流位移校准电路会消除混频器104本身所产生的直流电位偏移，最后分别输出混频后的此对正交信号I、Q。
本发明公开了将一模拟式解调器应用于低中频或超低中频接收器的结构，以达成与模拟传输接收端组合上的优势及低能源消耗等优点，再者，本发明的模拟式解调器利用至少一校准装置、直流位移校准电路、及滤波装置执行直流电位偏移校准技术及滤波技术，以解决于一低中频接收器中的模拟式解调器会产生的直流电位偏移及高次谐波项等问题。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的等效变化与修改，皆应属本发明的涵盖范围。
权利要求
1.一种用于一低中频接收器中的一模拟式解调器，该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来分别接收一对正交信号；至少一校准装置，用来降低该对正交信号的直流电位偏移；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；至少一混频器，连接于该本地振荡发生器，并连接于该校准装置之后，用来分别将该对正交信号进行混频；以及至少一直流位移校准电路，连接于该混频器，用来消除该混频器本身所产生的直流电位偏移；其中当该接收电路分别接收由一前级电路所传送的该对正交信号后，该校准装置会降低该对正交信号的直流电位偏移，接下来当该混频器配合该本地振荡发生器分别对该对正交信号进行混频时，该直流位移校准电路会消除该混频器本身所产生的直流电位偏移，最后分别输出混频后的该对正交信号。
2.如权利要求1所述的模拟式解调器，其是为一模拟式镜像消除解调器。
3.如权利要求1所述的模拟式解调器，其中该校准装置是为一带禁滤波器、一高通滤波器，或者可校准电位偏移的其他装置。
4.如权利要求1所述的模拟式解调器，其另包含至少一放大装置，连接于该接收电路之后，用来放大该对正交信号。
5.如权利要求1所述的模拟式解调器，其中该直流位移校准电路是为一可控式电流镜，其中该可控式电流镜是将该对正交信号的电压信号转换为电流信号，并调整该混频器的输入级电路的偏压电流至相同的值，以消除该对正交信号通过该混频器时所产生的区域振荡泄漏。
6.如权利要求1所述的模拟式解调器，其中该本地振荡发生器所产生的特定频率为介于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)应用的射频信号与基频频率之间的任一频率。
7.如权利要求1所述的模拟式解调器，其中该低中频接收器是应用于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)通信系统中。
8.一种于一模拟式解调器中减低本地振荡泄漏的方法，该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来分别接收一对正交信号；至少一校准装置，用来降低该对正交信号的直流电位偏移以避免本地振荡泄漏；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；至少一混频器，连接于该本地振荡发生器，并连接于该校准装置之后，用来分别将该对正交信号进行混频；以及至少一直流位移校准电路，连接于该混频器，用来降低该混频器本身所产生的直流电位偏移以避免本地振荡泄漏；该方法包含有使用该接收电路分别接收由一前级电路所传送的该对正交信号；使用该校准装置降低该对正交信号的直流电位偏移；使用该混频器分别将该对正交信号进行混频；以及使用该直流位移校准电路消除该混频器本身所产生的直流电位偏移。
9.如权利要求8的方法，其中该模拟式解调器是为一模拟式镜像消除解调器。
10.如权利要求8的方法，其中该模拟式解调器是用于一低中频接收器中。
11.如权利要求10的方法，其中该低中频接收器是应用于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)通信系统中。
12.如权利要求8的方法，其中该校准装置是为一带禁滤波器、一高通滤波器，或者可校准直流电位偏移的其他装置。
13.如权利要求8的方法，其中该直流位移校准装置是为一可控式电流镜，其中该可控式电流镜是将该对正交信号的电压信号转换为电流信号，并调整该混频器的输入级电路的偏压电流至相同的值，以消除该对正交信号通过该混频器时所产生的区域振荡泄漏。
14.如权利要求8的方法，其中该模拟式解调器另包含至少一放大装置，连接于该接收电路之后，用来放大该对正交信号。
15.一种用于一低中频接收器中的一模拟式解调器，该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来接收一对正交信号；至少一校准装置，用来降低该对正交信号的直流电位偏移；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；以及至少一混频器，连接于该本地振荡发生器，并连接于该校准装置之后，用来分别将该对正交信号进行混频；其中当该接收电路分别接收由一前级电路所传送的该对正交信号后，该校准装置会降低该对正交信号的直流电位偏移，接着该混频器配合该本地振荡发生器会分别对该对正交信号进行混频，最后分别输出混频后的该对正交信号。
16.如权利要求15所述的模拟式解调器，其是为一模拟式镜像消除解调器。
17.如权利要求15所述的模拟式解调器，其中该校准装置是为一带禁滤波器、一高通滤滤器，或者可校准直流电位偏移的其他装置。
18.如权利要求15所述的模拟式解调器，其另包含至少一放大装置，连接于该接收电路之后，用来放大该对正交信号。
19.如权利要求15所述的模拟式解调器，其中该本地振荡发生器所产生的特定频率为介于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)应用的射频(RF)信号与基频频率之间的任一频率。
20.如权利要求15所述的模拟式解调器，其中该低中频接收器是应用于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)通信系统中。
21.一种于一模拟式解调器中，使用一校准技术来减低该模拟式解调器的本地振荡泄漏的方法，其中该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来分别接收一对正交信号；至少一校准装置，用来提供该校准技术，以降低该对正交信号的直流电位偏移，其中该直流电位偏移是为造成本地振荡泄漏的主因；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；以及至少一混频器，连接于该本地振荡发生器，并连接于该校准装置之后，用来分别将该对正交信号进行混频；该方法包含有使用该接收电路分别接收由一前级电路所传送的该对正交信号；使用该校准装置降低该对正交信号的直流电位偏移；使用该混频器分别将该对正交信号进行混频；以及输出混频后的该对正交信号。
22.如权利要求21的方法，其中该模拟式解调器是为一模拟式镜像消除解调器。
23.如权利要求21的方法，其中该模拟式解调器是用于一低中频接收器中。
24.如权利要求23的方法，其中该低中频接收器是应用于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)通信系统中。
25.如权利要求21的方法，其中该校准装置是为一带禁滤波器、一高通滤波器，或者可校准直流电位偏移的其他装置。
26.如权利要求21的方法，其中该模拟式解调器另包含至少一放大装置，连接于该接收电路之后，用来放大该对正交信号。
27.一种用于一低中频接收器(中的一模拟式解调器，该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来分别接收一对正交信号；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；至少一混频器，连接于该本地振荡发生器，并连接于该接收电路装置之后，用来分别将该对正交信号进行混频；以及至少一直流位移校准电路，连接于该混频器，用来消除该混频器本身所产生的直流电位偏移；其中当该接收电路分别接收由一前级电路所传送的该对正交信号后，该混频器配合该本地振荡发生器会分别对该对正交信号进行混频，同时该直流位移校准电路会消除该混频器本身所产生的直流电位偏移，最后分别输出混频后的该对正交信号。
28.如权利要求27所述的模拟式解调器，其是为一模拟式镜像消除解调器。
29.如权利要求27所述的模拟式解调器，其另包含至少一放大装置，连接于该接收电路之后，用来放大该对正交信号。
30.如权利要求27所述的模拟式解调器，其中该直流位移校准装置是为一可控式电流镜，其中该可控式电流镜是将该对正交信号的电压信号转换为电流信号，并调整该混频器的输入级电路的偏压电流至相同的值，以消除该对正交信号通过该混频器时所产生的区域振荡泄漏。
31.如权利要求27所述的模拟式解调器，其中该本地振荡发生器所产生的特定频率为介于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)应用的射频信号与基频频率之间的任一频率。
32.如权利要求27所述的模拟式解调器，其中该低中频接收器是应用于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)通信系统中。
33.一种于一模拟式解调器中用来减低本地振荡泄漏的方法，其中该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来分别接收一对正交信号；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；至少一混频器，连接于该本地振荡发生器，并连接于该接收电路之后，用来分别将该对正交信号进行混频；以及至少一直流位移校准电路，连接于该混频器，用来消除该混频器本身所产生的直流电位偏移，其中该直流电位偏移是为造成本地振荡泄漏的主因；该方法包含有使用该接收电路分别接收由一前级电路所传送的该对正交信号；使用该混频器分别将该对正交信号进行混频；使用该直流位移校准装置电路消除该混频器本身所产生的直流电位偏移；以及输出混频后的该对正交信号。
34.如权利要求33的方法，其中该模拟式解调器是为一模拟式镜像消除解调器。
35.如权利要求33的方法，其中该模拟式解调器是用于一低中频接收器中。
36.如权利要求35的方法，其中该低中频接收器是应用于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)通信系统中。
37.如权利要求33的方法，其中该直流位移校准装置是为一可控式电流镜，其中该可控式电流镜是将该对正交信号的电压信号转换为电流信号，并调整该混频器的输入级电路的偏压电流至相同的值，以消除混频器所产生的区域振荡泄漏。
38.如权利要求33的方法，其中该模拟式解调器另包含有至少一放大装置，连接于该接收电路之后，用来放大该对正交信号。
39.一种用于一低中频接收器中所述的模拟式解调器，该模拟式解调器是为一模拟式镜像消除解调器，具有镜像消除的功能，该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来分别接收一对正交信号；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率；至少一混频器，连接于该本地振荡源发生器，用来分别将该对正交信号进行混频；以及一滤波装置，连接于该本地振荡发生器，用来消除该本地振荡所产生的高次谐波项。
40.如权利要求39所述的模拟式解调器，其中该模拟式解调器的镜像消除的能力，是端视于该本地振荡发生器的四个输入端信号的正交相差是否相互差距九十度，以及该本地振荡发生器的四个输入端信号的幅值是否相同。
41.如权利要求39所述的模拟式解调器，其中该滤波装置是为一多相位滤波器、一低通滤波器或者数字滤波器。
42.如权利要求39所述的模拟式解调器，其中该本地振荡发生器所产生的特定频率为介于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)应用的射频信号与基频频率之间的任一频率。
43.如权利要求39所述的模拟式解调器，其中该低中频接收器是应用于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)通信系统中。
44.一种使用一滤波技术于一模拟式解调器中，以消除高次谐波项的方法，其中该模拟式解调器包含有至少一接收电路，用来分别接收一对正交信号；一振荡源，用来提供一参考时钟；一本地振荡发生器，连接于该振荡源，用来将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率，其中高次谐波项是由该本地振荡所产生；至少一混频器，连接于该本地振荡发生器，用来分别将该对正交信号进行混频；以及一滤波装置，连接于该本地振荡发生器之后，用来提供该滤波技术，以消除该本地振荡所产生的高次谐波项；该方法包含有使用该振荡源产生参考时钟；使用该本地振荡发生器将该振荡源产生的参考时钟降频至一特定频率，其中该特定频率的参考时钟可供该混频器用来分别将该对正交信号进行混频；以及使用该滤波装置消除该本地振荡所产生的高次谐波项。
45.如权利要求44的方法，其中该模拟式解调器是为一模拟式镜像消除解调器，具有镜像消除的功能，其中该模拟式解调器的镜像消除的能力，是端视于该本地振荡发生器的四个输入端信号的正交相差是否相互差距九十度，以及该本地振荡发生器的四个输入端信号的幅值是否相同。
46.如权利要求44的方法，其中该滤波装置是为一多相位滤波器、一低通滤波器或者数字滤波器。
47.如权利要求44的方法，其中该高次谐波项是主要针对三阶以及五阶谐波项。
48.如权利要求44所述的模拟式解调器，其中该本地振荡发生器所产生的特定频率为介于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)应用的射频信号与基频频率之间的任一频率。
49.如权利要求44的方法，其中该模拟式解调器是用于一低中频接收器中。
50.如权利要求49所述的模拟式解调器，其中该低中频接收器是应用于全球移动通信系统或无线区域网络(WLAN)通信系统中。
全文摘要
本发明提供一种用于一低中频接收器中的一模拟式解调器将一对正交信号进行混频及镜像消除等功能，本发明的模拟式解调器使用至少一校准装置、直流位移校准电路、及滤波装置来执行直流电位偏移校准技术及滤波技术，以解决于该低中频接收器中的模拟式解调器会产生的直流电位偏移及高次谐波项等问题。
文档编号H03D7/00GK1531215SQ0312018
公开日2004年9月22日 申请日期2003年3月12日 优先权日2003年3月12日
发明者王守琮, 谷中强, 叶恩祥 申请人:联发科技股份有限公司