带有用于改善线性和最大化频率的传播延迟补偿的张弛振荡器的制作方法

专利名称：带有用于改善线性和最大化频率的传播延迟补偿的张弛振荡器的制作方法
技术领域：
本发明涉及可调振荡器，并尤其涉及可调振荡器的自校准，以便在宽的调整范围内产生不变的增益。
背景技术：
很多电子或计算机的应用软件和元件具有重要的定时(timing)要求，其使与参考时钟波形精确同步的周期性时钟波形的产生成为必要。锁相环(“PLL”)是一种被广泛使用于提供具有与参考或输入信号的频率同步的精确控制的频率的输出信号的电路类型。无线通信设备、频率合成器、乘法器和除法器、单时钟产生器和多时钟产生器以及时钟恢复电路(recovery circuit)是且只是PLL的多种实施的少数例子。
频率合成是特别普遍的技术，用于由较低频率参考时钟产生高频时钟。例如，在微处理器中，片上(on-chip)PLL能够对低频输入(片外(off-chip))时钟的频率进行倍频，典型地是在1MHz到4MHz的范围内，以产生高频输出时钟，典型地是在10MHz到超过200MHz的范围内，其与低频外部时钟精确同步。PLL的另一种普遍的应用是通过把本地时钟信号锁定到数据转换的相位和频率上，而从连续的信号流对数字数据进行恢复。然后，本地时钟信号被用于锁定对来自连续的数据流的输入进行接收的触发器或锁存器。
图1是典型的PLL 10的方框图。PLL 10包括相位/频率检测器12，电荷泵14，环路滤波器16，压控振荡器(“VCO”)18和分频器20。VCO可以是电流控制振荡器(“CCO”)，其具有由电压-电流转换器提供的输入，如由本领域技术人员所懂得的那样。PLL 10接收参考时钟信号CLKREF，并产生与参考时钟信号在相位上调准(align)的输出时钟信号CLKOUT。输出时钟频率典型地是参考时钟频率的正整数(N)倍，具有通过分频器20进行设置的参数N。因此，对于每个参考信号周期，存在N种输出信号周期。
相位/频率信号检测器12在其输入端上接收两个时钟信号CLKREF和CLKOUT*(CLKOUT，其频率由分频器20进行向下的分频)。在常规的设置中，检测器12是上升沿检测器，其对两个时钟信号的上升沿进行比较。基于这种比较，检测器12产生三种状态中的一种。如果两个信号的相位是调准的，则环路被“锁定”。既不判定向上(UP)信号也不判定向下(DOWN)信号，并且VCO 18继续在相同的频率处振荡。如果CLKREF领先于CLKOUT*，则VCO 18振荡得很慢，并且检测器12输出与CLKREF和CLKOUT*之间的相位差成比例的UP信号。反之，如果CLKREF滞后于CLKOUT*，则VCO 18振荡得很快，并且检测器12输出与CLKREF和CLKOUT*之间的相位差成比例的DOWN信号。UP信号和DOWN信号典型地采用脉冲的形式，其具有与参考时钟信号和输出时钟信号的上升沿之间的定时差(timing difference)相应的宽度和持续时间。
电荷泵14产生电流ICP，其对VCO 18的振荡频率进行控制。ICP由通过相位/频率检测器12输出的信号决定。如果电荷泵14从检测器12接收到UP信号，则表明CLKREF领先于CLKOUT*，ICP被增大。如果电荷泵14从检测器12接收到DOWN信号，则表明CLKREF滞后于CLKOUT*，ICP被减小。如果UP信号和DOWN信号都没有被接收到，则表明时钟信号是调准的，电荷泵14不对ICP进行调节。
环路滤波器16位于电荷泵14和VCO 18之间。电荷泵把电流ICP输出到环路滤波器16的应用通过滤波器16建立了电压VLF。VLF被施加于VOC 18(或施加于电压-电流转换器，其接着将电流施加于CCO)，以控制输出时钟信号的频率。滤波器16在VLF应用到VCO 18之前，还去除频带外的干扰信号。在PLL中用于环路滤波器的普遍结构是简单的单极点低通滤波器，其能够利用单电阻和单电容而被实现。
输出的时钟信号还经过(在某些应用中)分频器20被回送(loopedback)。合成的CLKOUT*被提供给相位/频率检测器12，以便于锁相环工作。分频器20通过由倍频因子N对CLKOUT*的频率进行分频，而便于对通常较高频率的输出时钟信号与较低频率的参考时钟信号进行比较。利用对触发器进行触发、或通过本领域普通技术人员所熟悉的其它方法，分频器20能够被实施。因此，PLL 10把参考时钟相位与输出时钟相位进行比较，而通过调节输出时钟的频率，对两者之间任何检测到的相位差进行消除。
在现有技术中，存在对于使用在这种PLL电路以及其它应用中的可调振荡器的多种不同的设计。常常期望可调振荡器在延伸到高频的大的频率带宽内具有线性增益，但是现有技术设计在这方面还没有完全成功。
图2示出了现有技术张弛型(relaxation type)电流控制振荡器(CCO)201，其带有适于在例如图1的VCO 18中的可调振荡器应用中使用的单个定时电容器(timing capacitor)203。CCO 201的频率利用电流控制源IC 202进行调节。P-沟道CMOS晶体管205和n-沟道CMOS晶体管207两者的漏极与电容器203相连。这些晶体管205、207用作开关，用于允许电流进入或离开电容器203。P-沟道CMOS晶体管206的源极与晶体管205的漏极相连，以及，n-沟道CMOS晶体管208的源极与晶体管207的漏极相连。这些晶体管206、208起到电流源的作用，用于把电流提供给电容器203，以及由电容器203取出电流。控制电路209与晶体管205、207的栅极和漏极以及电容器203相连。控制电路209可选地把晶体管205和207转换成接通和断开，使晶体管206和208对电容器203进行充电和放电。电容器203上的电压在由控制电路209提供的高阀值电压VTH 211和低阀值电压VTL 213之间振荡。如果VTH 211和VTL 213靠得很近，则CCO 201的频率是较高的，反之亦然。
图3示出了现有技术张弛型CCO 300，其带有双定时电容器301和303。CCO 300的频率利用电流控制源IC 302进行调节。
P-沟道CMOS晶体管305和n-沟道CMOS晶体管307的源极与电容器301相连。这些晶体管305、307用作开关，用于允许电流进入和离开电容器301。P-沟道CMOS晶体管309的源极与晶体管305的漏极相连。该晶体管起到电流源的作用，用于把电流提供给电容器301。
p-沟道CMOS晶体管311和n-沟道CMOS晶体管313的源极与电容器303相连。这些晶体管311、313用作开关，用于允许电流进入或离开电容器303。p-沟道CMOS晶体管315的源极与晶体管311的漏极相连。该晶体管起到电流源的作用，用于把电流提供给电容器303。
控制电路321利用两个比较器317和数字触发器319而得以实施。控制电路321与晶体管305、307的栅极和源极以及电容器301相连。控制电路321可选地把晶体管305和307转换成接通和断开，使晶体管309对电容器301进行充电，以及使电容器301对地进行放电。
控制电路321还与晶体管311、313的栅极和源极、以及电容器303相连。控制电路321可选地把晶体管311和313转换成接通和断开，使晶体管315对电容器303进行充电，以及使电容器303对地进行放电。
电容器301、303的电压达到由输入到控制电路321中的参考或阀值电压Vref323所确定的水平。
首先，如果晶体管305处于接通并且晶体管307处于断开，则电容器301通过由晶体管309提供的电流进行充电。最终，电容器301上的电压达到参考或阀值电压Vref，使比较器317的输出进行转换，并使触发器319将输出转换到栅极。因此，晶体管305被断开并且晶体管307被接通。随着晶体管305被断开，晶体管309不再把电流提供给电容器301。随着晶体管307被接通，电容器301通过晶体管307对地进行放电。一旦另一个电容器303上的电压达到参考或阀值电压Vref323，电容器301就开始再充电，使触发器对晶体管305、307的接通/断开状态进行转换。
至于电容器303，如果晶体管311处于接通并且晶体管313处于断开，则电容器303通过由晶体管315提供的电流进行充电。最终，电容器303上的电压达到参考或阀值电压Vref323，使比较器317的输出进行转换，并使触发器319将输出转换到栅极。因此，晶体管311被断开并且晶体管313被接通。随着晶体管311被断开，晶体管315不再把电流提供给电容器303。随着晶体管313被接通，电容器303通过晶体管313对地进行放电。一旦另一个电容器301上的电压达到参考电压Vref323，电容器303就开始再充电，使触发器对晶体管311、313的接通/断开状态进行转换。
由于当电容器303上的电压达到参考电压Vref323时，电容器301开始再次充电，以及当电容器301上的电压达到参考电压Vref323时，电容器303开始再次充电，所以，电容器301和303充电和放电彼此180°反向。CCO 300的频率由电容器的充电和放电决定。
与图2的单电容CCO 201相比较，对于用在例如图1的可调振荡器18中的应用，双电容CCO 300具有改善的性能。
1.双电容器CCO 300只需要一个阀值电压，而单电容器CCO 201需要高阀值电压和低阀值电压。
2.因为CCO 300电容器能够具有从接近0V到阀值电压的电压范围，而CCO 201电容器只能具有从低阀值电压到高阀值电压的电压范围，该低阀值电压必须比零值大，以使电路组件工作，导致电容电压的幅度较小，所以，双电容器CCO 300比单电容器CCO 201能够提供具有更大幅度的电容器电压。
3.利用CCO 300比利用CCO 201更容易获得50％的占空比。
从图3可以看出，在电容器电压达到参考电压Vref323与晶体管在接通和断开之间进行转换期间，存在一些延迟Td。该延迟Td也被称为传播延迟，是由电子元件内的延迟造成的，例如用于比较器317对输入信号进行比较所花费的时间，用于触发器319对状态进行转换的时间，以及用于晶体管305、307、311、313在接通和断开之间进行转换所花费的时间。
在双电容器CCO 300中，如果延迟Td是由比较器317造成的，触发器319和晶体管造成的延迟被忽略，则输出频率与控制电流正好成比例，如fideal=IC2CVref]]>可以看出，正如所预期的，频率由控制电流线性确定。同样，当参考电压减小时，频率增大。这是因为，如果电容器未充电到较高的电压，电容器执行充电/放电周期更加快。同样，当电容值减小时，频率增大。这是因为具有较低电容值的电容器执行充电/放电周期也更加快。
实际上，由比较器317、触发器319和晶体管造成的延迟Td不能被忽略，并且，该延迟把非线性引入到CCO 300的控制特性中。实际频率可以通过下式与理想频率相关联factual=fideal1+Tdfideal]]>如图4所示，当理想情况的振荡器增益特性401为线性时，实际情况的振荡器增益特性403不再是线性，并且基本上在较高频率处降低。
非线性的增益特性部分是延迟Td造成电容器电压的电压过冲的结果。该电压过冲通过图5示出，其为例如电容器301的电容器的电压作为时间的函数的曲线图501。电压信号503能够表示电容器301上的上升或下降的电压。在理想情况下，电压503增大到参考或阀值电压水平323(如电压水平505所示)。一旦达到电压水平505，晶体管305、307就从控制电路321接收电压，把它们的状态从接通转换成断开，并从断开转换成接通。在理想情况下，这将造成一旦达到电压水平505，电容器就进行放电，并将产生理想的CCO 300的振荡频率。不过，由于传播延迟，电压信号503由于传播延迟时间509而继续增大，并在电容器301进行放电之前，达到比电压水平505更大的电压水平507。过冲电压508是电压水平505和507之差。
当来自电流控制源IC 302的电流增大时，电压过冲问题变得更严重，导致图4的非线性振荡器增益特性403。电压信号511表示对于来自电流控制源IC 302的较大电流，电容器上上升的电压。传播延迟时间同对于电压信号503而言的传播延迟时间是相同的，但因为来自电流控制源IC 302的较大电流，在传播延迟时间期间电压总是上升到电压水平513。这导致由电压水平513和505之差给出的过冲电压515。因此，当来自电流控制源IC 302的电流增大时，振荡器增益减小，接近极限振荡频率(limiting oscillation frequency)。
对于电容器303和晶体管311、313而言，相同的分析同样是正确的。
这种非线性特性使得通过改变电流而对输出频率进行控制存在困难，并且还使得对增益或灵敏度进行控制存在困难。
考虑到上述问题，存在对具有改善的电压-频率特性的可调振荡器的需求，以及更精确可控的输出频率的需求。

发明内容
本发明使用可变的参考电压对由电子元件内的延迟造成的电流控制振荡器内的传播延迟进行补偿。结果是在控制电流和输出频率的较宽范围内改善的电压-频率特性(增益)，以及更精确可控的输出频率。当控制电流增大时，参考电压被减小，并且其频率被改变，以便与振荡器的相位相匹配。
更概括地说，本发明包括在较宽的频率范围内具有线性增益的可调振荡器。诸如控制电流源的控制电源，输出诸如控制电流的控制输出，以用于对可调振荡器进行调整。振荡器电路输出随增大的控制输出而增大的频率。控制电路对振荡器电路的频率进行控制，以响应利用比较器的例如带有参考信号的振荡电路信号之间的比较结果。传播延迟补偿电路在基本与振荡器相同的频率处对参考信号的幅度进行改变，以对从控制电路到振荡器电路的信号的传播延迟进行补偿。


为了举例，本发明的更多优选的特征将仅参考下面的图进行描述，其中图1示出了典型的锁相环的结构框图。
图2是现有技术的单电容张弛型电流控制振荡器(CCO)的图示。
图3是现有技术的双电容张弛型CCO的图示。
图4示出了在振荡器增益特性中传播延迟(例如，由比较器和开关造成的)的影响的曲线图。
图5是电容电压作为时间函数的曲线图，以示出由传播延迟造成的电压过冲。
图6是对于两个不同的控制电流水平，电容器电压作为时间的函数的曲线图，示出了用于对传播延迟进行补偿的可变阀值电压。
图7示出了与示出的现有技术的振荡器增益的曲线图相比较，由本发明的传播延迟补偿产生的振荡器增益特性的改善的线性曲线图。
图8包括两条曲线，示出了对于两种不同的控制电流水平的可变阀值电压和电容器电压。
图9是一张电路图，示出了在与图2的CCO相似的双电容器张弛型CCO中传播延迟补偿电路的布置。
图10是图9的传播延迟补偿电路更详细的图示。
图11是图9的振荡器电路更详细的图示。
图12是图9的比较器电路更详细的图示。
具体实施例方式
本发明通过提供可变的参考电压以取代使用在电路中的图5的不变的参考或阀值电压505，解决了在例如图3的带有双定时电容器301和303的张弛型CCO 300的可调振荡器中传播延迟时间问题。对于较大的CCO控制电流比对于较小的CCO控制电流而言，参考电压被改变为减小更多。图6是对于两个不同的控制电流水平，电容器电压作为时间的函数的曲线图，示出了用于对传播延迟进行补偿的本发明的可变的阀值电压。由较低水平的第一控制电流产生的电容器电压信号601被示出与由较高水平的第二控制电流产生的更快速上升的电容器电压信号603相邻。参考电压607相对于参考电压605是较低的。通过使用带有较大控制电流的较低的参考电压607和带有较小控制电流的较高参考电压607，使得电容器电压信号601和603在相同的水平处达到峰值。因此，提高了由较高电流产生的振荡频率。此外，使参考电压值605、607分别与电容器电压601、603同相改变。
图7示出了与现有技术增益的曲线图相比较，由本发明的传播延迟补偿产生的振荡器增益特性的改善的线性的曲线图。振荡器增益特性701示出了不带有可变的参考电压的可调振荡器的非线性增益。振荡器增益特性703示出了利用可变的参考电压的可调振荡器的改善的线性增益。能够看出，曲线703的线性增益延伸到较高的频率范围内。
图8包括两条曲线，示出了对于两种不同的控制电流水平的可变的阀值电压和电容器电压。曲线803示出了对于相对较高的振荡器控制电流的电容器电压，而曲线807示出了对于相对较低的控制电流的电容器电压。电容器在曲线803的情况下比在曲线807的情况下被更快地充电。
曲线801示出了对于较高控制电流的情况下可变的阀值电压，而曲线805示出了对于较低控制电流的情况下可变的阀值电压。对于电容器电压803、807的每个单一振荡周期，阀值电压801、805被示为执行两个振荡周期。这是为了清晰起见，只对电容器之一示出电容器电压。实际上，在每个电容器振荡峰值之间存在属于第二电容器的另外的振荡峰值。因此，对于两个电容器振荡峰值的每一个，存在电压阀值振荡峰值。
如从图中能够看出，即使控制电流被改变，可变的电压阀值也使电容器电压803、807在相同的电压水平处达到峰值。因此，该方法对可调振荡器中的传播延迟进行补偿，以提供线性增益。
图9是可调振荡器901的电路图，用于通过在基本上与图3的CCO300相同的双电容器张弛型CCO中安置传播延迟补偿电路903，实施本发明的可变电压阀值传播延迟补偿。为了图示的简单性，传播延迟补偿电路903的细节在图10中被个别地示出，振荡电路911的细节在图11中被个别地示出，以及，比较器925的细节在图12中被个别地示出。虽然存在两个比较器925，由于在大多数应用中相同类型的比较器将被使用两个，所以它们利用相同的附图标记而不是不同的附图标记被示出。
图9和图11的振荡器电路911能够与在图3的现有技术中所使用的相同。控制电路905(与图3中的控制电路321相同)通过导线1101、1102把输出提供给振荡器电路911。控制电流913被供给振荡器电路911，用于对与图3中一样的图11的电容器301、303进行充电。振荡器电路911具有导线1103、1104，用于把电压信号提供给控制电路905的比较器925的导线1202。比较器925通过导线1204把输出提供给触发器929。
图12更详细地示出了比较器925的其中之一。比较器包括9个晶体管。图9的电流源907通过导线1201把电流供应给比较器925。比较器925对(1)从振荡器电路911到导线1202的输入和(2)从传播延迟补偿电路903的导线923到导线1203的可变参考电压输入进行比较。比较器1204的输出根据比较的结果进行转换。
图10的传播延迟补偿电路903用作通过导线923把可变参考电压输出到控制电路905。电路903包括电容器1003和1005，其通过电阻1001和1007可选地进行充电和放电，以响应通过输入919、921被触发的开关，从而产生例如图8中的电压参考信号801、805。两个电容器被使用，从而使参考电压能与振荡器电路911的双电容器301、303上的电压电平同相变化。输入919、921通过控制电路905被提供。这些输入与通过导线1102、1102对图11的振荡器电路911的晶体管305、307、311、313的栅极进行触发的信号相同(与由图3的控制电路321的触发器319输出的信号相同)。电路903通过导线915对米自电压源909的较低参考电压进行接收，作为输入。该电路还通过导线917对来自电压源910的较高参考电压进行接收，作为输入。
控制电路输入919和921使传播延迟补偿电路903在与振荡器电路911的双电容器301、303的振荡同相的较低参考电压输入915和较高参考电压输入917之间转换。因此，电路903从输出923提供例如图8的可变参考电压801、805的信号。
电压源909、910，电容器1003、1005和电阻1001、1007的值被这样选择，即，使得可变参考电压输出923的幅度和相位将使振荡器电路911的电容器301、303上的电压在输入控制电流907(或图3中的302)的较宽范围内在基本相同值处达到峰值。这导致在较宽频率范围内的线性振荡器增益。
在示出的实施例中，其它组合和更改是可能的。本发明绝不限定于双电容器类型可调振荡器。例如，使用较少的更改，相同的发明可以被应用于单电容器张弛型电流控制振荡器(CCO)。当与具有传播延迟问题的多种不同类型的可调振荡器一起被使用时，本发明能够对提高增益的线性有所帮助。还能够使用电子元件的不同的特殊布置，而依然产生可变的电压参考，用于提供更加线性的振荡器增益。因此，虽然本发明已经利用特殊实施例在上面进行了描述，但是本领域技术人员可以在权利要求的范围内，可以进行多种更改。
权利要求
1.一种可调振荡器，其包括控制电源，其输出控制输出，以用于调整所述可调振荡器；振荡器电路，其输出随着控制输出的增大而增大的频率；控制电路，其对所述振荡器电路的频率进行控制，以对振荡器电路信号和参考信号的比较进行响应；以及传播延迟补偿电路，其用于在基本与所述振荡器相同的频率处对所述参考信号的幅度进行改变，以对从所述控制电路到所述振荡器电路的信号的传播延迟进行补偿。
2.根据权利要求1所述的可调振荡器，其中所述控制电源是电流控制振荡器，并且所述控制输出是控制电流。
3.根据权利要求1所述的可调振荡器，其中所述振荡器电路包括至少一个电容器，其被充电和放电，以对所述电容器电压和所述参考信号电压的比较结果进行响应。
4.根据权利要求1所述的可调振荡器，其中，所述振荡器电路包括两个电容器，其被可选地充电和放电，以对所述电容器电压和所述参考信号电压的比较结果进行响应。
5.根据权利要求4所述的可调振荡器，其中所述控制电路包括两个比较器，其用于对所述两个电容器可选地进行充电和放电，以对所述电容器电压和所述参考信号电压的比较结果进行响应。
6.根据权利要求1所述的可调振荡器，进一步包括第一参考电压和第二参考电压，其对由所述传播延迟补偿电路输出的所述参考电压的幅度进行控制。
7.根据权利要求1所述的可调振荡器，其中所述传播延迟补偿电路进行振荡，以对所述参考信号的幅度进行改变，以产生与所述振荡器电路的输出同相上升或下降的信号。
8.根据权利要求1所述的可调振荡器，其中，所述传播延迟补偿电路当所述控制输出增大时减小所述参考信号的幅度，并且当所述控制输出减小时增大所述参考信号的幅度。
9.根据权利要求2所述的可调振荡器，其中，当所述控制电流在值域内增大时，所述参考信号的幅度减小，并且当所述控制电流在所述值域内减小时，所述参考信号的幅度增大，从而使所述振荡器电路的电容器在所述值域内充电到基本相同的电压峰值。
10.用于对可调振荡器中的传播延迟进行补偿的方法，其包括下列步骤把控制电流输入给振荡器电路，以用于调整所述可调振荡器；对所述振荡器电路的信号进行检测，并把所述信号与来自参考电路的参考信号进行比较，以产生控制信号；把所述控制信号供给所述振荡器和所述参考电路；以及从所述参考电路输出所述参考信号，所述参考信号具有与所述振荡器电路的信号基本相同的相位，并且，当所述振荡器电路的信号增大时，所述参考信号的幅度减小。
全文摘要
本发明使用可变的参考电压以对由电子元件中的延迟造成的可调振荡器中的传播延迟进行补偿。当控制电流增大时参考电压减小，并且改变参考电压的频率，以便与振荡器的相位相匹配。
文档编号H03K3/00GK1788417SQ03826584
公开日2006年6月14日 申请日期2003年6月3日 优先权日2003年6月3日
发明者弓小武 申请人:因芬奈昂技术股份有限公司