专利名称：压控振荡器电路中的切换式电容电路及相关方法
技术领域：
本发明提供一种切换式电容电路，特别是指一种使用于压控振荡器内的切换式电容电路，可用来抑制时钟馈通效应，也因此可以缓和压控振荡器的频率飘移现象。
背景技术：
压控振荡器(voltage controlled oscillator，VCO)是一个常使用于无线通信电路中，执行频率合成(frequency synthesis)工作的元件。例如Welland等人于美国专利第6,226,506号的专利中所述，无线通信系统通常需要在接收路径电路(receive path circuitry)以及发送路径电路(transmit path circuitry)上执行频率合成的工作。
图1为常规技术一压控振荡器10的示意图。图1中用于一频率合成器(frequency synthesizer)内的LC式压控振荡器10包含有一谐振器(resonator)，其中的谐振器结构则包含有一电感12，其连接于一第一振荡节点OSC_P与一第二振荡节点OSC_N之间。一连续式(continuously)可变电容14以及多个离散式(discretely)可变电容16与电感12并联。连续式可变电容14用来对一目标电容值进行微调的工作(fine tuning)，至于多个离散式可变电容16则用来进行粗调的工作(coarse tuning)。而电容与电感并联所造成的电阻损失(resistiveloss)则由负电阻值发生器(negative resistance generator)18进行补偿，以维持系统的振荡。
在该离散式可变电容16中的每一个离散式可变电容皆由一个切换式电容(switched-capacitance)电路所组成，每一个切换式电容电路各受一独立的控制信号(分别为SW_1～SW_N)所控制。依据一控制信号SW_N，一切换式电容电路20可以选择性地将一电容24连接或不连接(connect or disconnect)压控振荡器10的谐振器。这些切换式电容电路的不同通路/断路组合可以使此一LC式谐振器具有大的电容值变动范围，因此即可增大压控振荡器10可振荡的频率范围。
图2为常规技术一切换式电容电路20a的示意图。一电容30连接于第一振荡节点OSC_P以及一节点A之间。一开关元件32可选择性地让节点A连接或不连接接地点，其中开关元件32受一控制信号SW所控制。当开关元件32被导通(turn on)时，电容30的电容值会被加到压控振荡器10的谐振器的整体的电容值内。当开关元件32被断路(turn off)时，自第一振荡节点OSC_P看进去的电容值就变成电容30的电容值以及开关元件32在断路状态的电容值的串连组合(series combination)。
图3为常规技术一差动切换式电容电路20b的示意图。由于差动的模式具有较好的共模噪声抑制(common-mode noise rejection)的能力，因此常被广泛的使用在高速集成电路的环境中。在差动切换式电容电路20b中，一正端(positive side)电容40连接于第一振荡节点OSC_P与一节点A之间。一正端开关元件(switch element)42可选择性地将节点A连接或不连接接地点。一负端电容44连接于第二振荡节点OSC_N以及一节点B之间。一负端开关元件46可选择性地让节点B连接或不连接接地点。这两个开关元件42、46皆受相同的控制信号SW所控制。当开关元件42、46被导通时，正端电容40与负端电容44的电容值的串连组合就会被加到压控振荡器10的整体电容值。至于当开关元件42、46被断路时，差动的输入电容值即变成正端电容40、负端电容44以及其他的寄生电容(parasitic capacitance)的电容值的串连组合。整体的输入电容值在开关元件42、46皆被断路时会低于开关元件42、46皆被导通时的状态。
图4则为常规技术另一差动切换式电容电路20c的示意图。差动切换式电容电路20c除了包含有与差动切换式电容电路20b相同的元件之外，其还包含有一中央开关元件48，用来降低连接于节点A与节点B之间整体的开关导通电阻值(turn-on switch resistance)。这三个开关元件42、46、48皆受相同的控制信号SW所控制。当开关元件42、46、48被导通时，正端电容40与负端电容44的电容值的串连组合就会被加到压控振荡器10的整体电容值。至于当开关元件42、46、48被断路时，差动的输入电容值即变成正端电容40、负端电容44以及其他的寄生电容的电容值的串连组合。整体的输入电容值在开关元件42、46、48皆被断路时会低于开关元件42、46、48皆被导通时的状态。
不论使用的是图2所示的单端模式或是图3及图4所示的差动模式，当切换式电容电路20a、20b或20c被断路时，在节点A上(在图3及图4的差动模式中还有节点B)会产生一瞬时阶跃电压变动(momentary voltage stepchange)。上述的瞬时阶跃电压变动会造成整体电容值产生不该有变动，最后，亦造成了压控振荡器10的频率产生不该有的飘移。由于在图2、3、4中的例子使用了NMOS开关，因此上述的瞬时阶跃电压变动为当开关元件32、42、46、48被断路时产生的电压下降(voltage drop)。
以图2所示的单端模式为例，当开关元件32被断路时，带电载流子(chargecarriers)会被注入(injected)连接于开关元件32第一端与第二端之间的结电容(junction capacitance)之中。带电载流子的注入会造成容抗(capacitiveimpedance)产生不该有的阶跃电压变动，而造成了节点A的电压下降。上述的效应即为所谓的时钟馈通效应(clock feedthrough effect)，并且以控制信号SW自开关元件32的控制端(亦即MOS晶体管的栅极)馈通(feedthrough)到开关元件32另外两个端点上(亦即MOS晶体管的汲极与源极)的形式出现。当开关元件32被导通时，由于节点A连接于接地点，因此控制信号SW的馈通不会造成影响。
然而，当开关元件32被断路时，控制信号SW的馈通会造成一阶跃电压，即于节点A产生的电压下降。而由于节点A产生了电压下降的情形，由开关元件32的N+扩散子(N+ diffusion)以及P型的基板(P type substrate)所形成的二极管在断路状态下会有一些的正向偏置(forward biased)。因此节点A的电压电平(voltage level)会瞬时降低(spike low)，然后当由处于断路状态的开关元件32所形成些许正向偏置的结二极管容许阈值电流(subthreshold current)以及漏电流(leakage current)通过时，才会恢复到接地点电位。于节点A产生的电压突降以及恢复的动作会改变压控振荡器10的谐振器的负载电容值(loadcapacitance)，也就造成了压控振荡器10产生了不该存在的频率飘移(frequencydrift)。
至于当图4所示的差动切换式电容电路20c被断路时，其于节点A及节点B上亦会遇到相同的时钟馈通效应的问题。正端节点A会因为正端开关元件42的时钟馈通效应以及中央开关元件48的时钟馈通效应产生不该有的阶跃电压。相似地，负端节点B亦会因为负端开关元件46的时钟馈通效应以及中央开关元件48的时钟馈通效应产生不该有的阶跃电压。上述于节点A及节点B产生的阶跃电压变动及恢复都会改变压控振荡器10的谐振器的负载电容值，而造成压控振荡器10的频率产生瞬时的飘移状况。
发明内容
因此本发明的目的之一，在提供一种切换式电容电路，可抑制时钟馈通效应，以解决常规技术中压控振荡器所面临瞬时频率飘移的问题。
根据本发明的一权利要求，公开一种切换式电容电路，包含有一第一正端开关元件，用来依据一第一控制信号，选择性地让一第一正端节点连接或不连接一第二节点，其中该第一正端节点连接于一正端电容；以及一预充电电路，连接至该第一正端节点，用来于该切换式电容电路被断路时，于一预设时间内将该第一正端节点预充电至一预充电电压。
根据本发明的又一权利要求，公开一种方法，用来断路一切换式电容电路，该包含有以下步骤(a)使用一第一正端开关元件，依据一第一控制信号，分断一第一正端节点与一第二节点；以及(b)当该切换式电容电路被断路时，在一预设时间内将该第一正端节点预充电至一预充电电压。
图1为常规技术一压控振荡器的示意图。
图2为常规技术一切换式电容电路的示意图。
图3为常规技术一差动切换式电容电路的示意图。
图4为常规技术另一差动切换式电容电路的示意图。
图5为本发明切换式电容电路第一实施例的示意图。
图6为由图5中断路的开关元件所等效形成的寄生二极管的示意图。
图7为图6的变容二极管的电容值与反向偏压间的关系曲线图。
图8为图5中第一控制信号SW1、第二控制信号SW2以及节点A的电压相对于时间的变化图。
图9为本发明差动切换式电容电路的第二实施例示意图。
图10为图9中第一控制信号SW1、第二控制信号SW2、节点A的电压VA以及节点B的电压VB相对于时间的变化图。
图11为本发明差动切换式电容电路第三实施例示意图。
图12为图11中第一控制信号SW1、第二控制信号SW2、节点A的电压VA以及节点B的电压VB相对于时间的变化图。
主要元件符号说明10 压控振荡器12 电感14 连续式可变电容16 离散式可变电容18 负电阻值发生器20、20a、20b、20c、20d、20e、20f 切换式电容电路24、30、50 电容32、52、58 开关元件40、70 正端电容42、74、82、100 正端开关元件44、72 负端电容46、76、84、102 负端开关元件48、92 中央开关元件54、78 预充电电路56、80 预充电开关元件60、86 延迟单元62 寄生二极管63 变容二极管88 电阻90 低通电容具体实施方式
图5为本发明切换式电容电路第一实施例的示意图。在图5中，切换式电容电路20d包含有一电容50，一第一开关元件52，以及一预充电电路54。预充电电路54包含有一预充电开关元件56，一第二开关元件58，以及一延迟单元60。电容50连接于第一振荡节点OSC_P与一节点A之间。第一开关元件52用来依据一第一控制信号SW1，选择性地让节点A连接或不连接第二振荡节点OSC_N(第二振荡节点OSC_N连接于接地点)。预充电电路54连接于节点A，用来于第一开关元件52被第一控制信号SW1被断路时，在一预设时间内将节点A预先充电至一预充电电压。当第一控制信号SW1处于一低逻辑值(logic low value)，第一开关元件52将被断路，此时预充电电路54会在该预设时间内将节点A连接至一预充电电压，以对节点A进行充电，以抑制因时钟馈通效应而使节点A产生瞬时阶跃电压的现象。此时，处于断路状态的第一开关元件52所形成的等效寄生二极管相关的一寄生电容值也将较为稳定。
图6为由图5中处于断路状态的开关元件52所形成的等效寄生二极管62的示意图。寄生二极管62的作用类似于连接于节点A与第二振荡节点OSC_N之间的一变容二极管(varactor)63。变容二极管63具有一寄生电容值Cp，Cp的值则会由节点A的电压VA所决定。
图7为图6的变容二极管63的电容值与反向偏压(reverse voltage)间的关系曲线图。当变容二极管63受到的反向偏压(VA)改变时，相关的寄生电容值Cp亦会改变。然而，上述的改变并非线性的改变。反向偏压在第一开关元件52的阈值电压(threshold voltage)Vth间变动时会造成寄生电容值Cp有最大的变化量。本发明即利用此一特点，即节点A预先充电至一个远大于开关元件52的阈值电压的电位(例如VDD)。这也就意味着，当节点A上的电荷经由第一开关元件32缓慢地漏泄(leak)至接地点的过程中，寄生电容值可大致保持不变。如此一来，压控振荡器的锁相时段(locking period)可以缩短，故本发明提出的结构可以使得频率合成器比起常规技术更快到达一稳定状态。
图8为图5中第一控制信号SW1、第二控制信号SW2以及节点A的电压相对于时间的变化图。为了将切换式电容电路20d切换至一断路状态，于时间点t1第一控制信号SW1会降低至一低逻辑值，这造成了第一开关元件52被断路，而分断(disconnect)节点A与接地点。同一时间，预充电开关元件56会被导通，而通过第二开关元件58将节点A连接至电源电压节点VDD。于节点A上的电压VA会快速上升至预充电电压(在本实施例中为VDD)。而延迟单元60会将第一控制信号SW1延迟一预设延迟时段TDELAY，以产生第二控制信号SW2，用来在预设延迟时段TDELAY之后让第二开关元件58断路。当第二开关元件58被断路时，节点A即与预充电电压VDD分断。在时间点t2之后，会因为经由第一开关元件52流泄至接地点的漏电流，造成节点A的电压VA缓缓下降，然而，如图7所示，由于处于断路状态的第一开关元件32中的寄生二极管62的反向偏压值甚高，使得在电压VA下降的过程中电容值Cp的变动幅度很小。此例中，于时间点t3，切换式电容电路20d再被转换至高逻辑值的第一控制信号SW1所导通，此时预充电开关元件56被断路且第一开关元件52被导通，而重新将节点A连接至接地点。
图9为本发明差动切换式电容电路的第二实施例示意图。在图9中，差动切换式电容电路20e包含有一正端电容70，一负端电容72，一第一正端开关元件74，一第一负端开关元件76，一中央开关元件92，以及一预充电电路78。预充电电路78包含有一预充电开关元件80，一第二正端开关元件82，一第二负端开关元件84，以及一延迟单元86。在本实施例中，延迟单元86则包含有一低通滤波器(由一电阻88和一低通电容90所组成)。另外，该延迟单元86的实施方式亦同样适用于本发明切换式电容电路的第一实施例中。
正端电容70连接于第一振荡节点OSC_P与一节点A之间，负端电容72连接于第二振荡节点OSC_N与一节点B之间。第一正端开关元件74用来依据一第一控制信号SW1，选择性地让节点A连接或不连接接地点。第一负端开关元件76用来依据第一控制信号SW1，选择性地让节点B连接或不连接接地点。中央开关元件92用来依据第一控制信号SW1，选择性地让节点A连接或不连接节点B。预充电电路78连接至节点A和节点B，以于切换式电容电路20e被第一控制信号SW1所断路时，于一预设时间内将节点A和节点B预先充电至一预充电电压(在本实施例中预充电电压等于VDD)。如同图5所示的单端电路模式，当第一控制信号SW1呈现为一低逻辑值，差动切换式电容电路20e将被断路时。预充电电路78会在该预设时间内将节点A和节点B连接至预充电电压VDD，以对节点A和节点B进行预先充电，以抑制因于时钟馈通效应造成节点A和节点B瞬时阶跃电压的情形。此时，第一正端开关元件74和第一负端开关元件76所等效形成的变容二极管63相关的寄生电容值Cp将变得较为稳定。
图10为图9中第一控制信号SW1、第二控制信号SW2、节点A的电压VA以及节点B的电压VB相对于时间的变化图。为了将切换式电容电路20e切换至一断路状态，于时间t1第一控制信号SW1会降低至一低逻辑值，这造成了第一正端开关元件74和第一负端开关元件76被断路，而分别将节点A和节点B与接地点分断。同一时间，预充电开关元件80会被导通，而将节点A和节点B连接至一预充电电压(即电源供电电压VDD)。当由第一正端和第一负端开关元件74、76所形成的变容二极管的寄生电容值被预充电电路78所充电时，于节点A上的电压VA以及于节点B上的电压VB会快速上升至VDD。而延迟单元86会对第一控制信号SW1进行低通滤波，以产生第二控制信号SW2，用来在一预设延迟时段TDELAY之后断路第二正端开关元件82和第二负端开关元件84。请注意，此处所提及的预设延迟时段TDELAY定义为让第二控制信号SW2跨越一阀值线(threshold line)以断路第二正端开关元件82和第二负端开关元件84所需的时间。
当第一正端和第一负端开关元件74、76被断路时，节点A和节点B即与预充电电压VDD分断。而节点A的电压VA和节点B的电压VB，会因为经由第一正端和第一负端开关元件74、76所流泄至接地点的漏电流，产生缓缓下降的情形。然而，如图7所示，由处于断路状态的第一正端和第一负端开关元件74、76中的寄生二极管的反向偏压值甚高，使得在电压VA、VB下降的过程中电容值Cp的变动幅度很小。此例中，于时间点t3，切换式电容电路20e再被转换至高逻辑值的第一控制信号SW1所导通，此时预充电开关元件80被断路且第一正端和第一负端开关元件74、76被导通，而重新将节点A和节点B连接至接地点。
图11为本发明差动切换式电容电路第三实施例示意图。于图11中，差动切换式电容电路20f包含的基本元件与图9的第二实施例大致相同。然而，在本实施例中，预充电电路78还包含有一第三正端开关元件100以及一第三负端开关元件102。在以时分多址(time division multiple access，TDMA)为基础的无线电系统中，在每一个时隙(time-slot)中真正可用的传送时间受限于一TDMA的时间长度(通常400us)。由于TDMA的时间长度很短，故节点A和节点B上电荷缓缓地泄漏不会有太大的影响。由第一正端和第一负端开关元件74、76所形成的变容二极管63会一直处于逆偏压的状态(而且是大的逆偏压)，因此，在TDMA的时间长度中，变容二极管63的寄生电容值Cp不会产生太大的变动。然而，在以码分多址(code division multiple access，CDMA)为基础的无线电系统中，压控振荡器必须连续地工作。在这样的状况下，就必须要防止节点A和节点B上电荷缓缓泄漏的情形。在本实施例中，第三正端和第三负端开关元件100、102即可用来防止节点A和节点B上电荷缓缓泄漏的情形。
第三正端开关元件100与第二正端开关元件82并联，然而第三正端开关元件100的栅极直接连接到节点A，迫使第三正端开关元件100持续处于断路的状态。一般而言，处于断路状态的开关元件产生的漏电流主要受两个因素所控制即开关元件的大小，以及开关元件汲极至源极的电压差VDS。开关元件越大，流经开关元件的漏电流就会越大。同样地，VDS越大，流经开关元件的漏电流亦会越大。因为于本实施例中第三正端开关元件100的元件大小大于第一正端开关元件74，故即使在VDS相等的情形下，流经第三正端开关元件100的漏电流仍会大于流经第一正端开关元件74的漏电流。而由于第三正端开关元件100连接于预充电电压VDD，故节点A的电压会稳定于一正电压，且不会经由第一正端开关元件74缓缓漏泄至接地点电位。相似地，第三负端开关元件102与第二负端开关元件84并联，而第三负端开关元件102的栅极直接连接到节点B，迫使第三负端开关元件102持续处于断路的状态。因为于本实施例中第三负端开关元件102的元件大小大于第一负端开关元件76，即使在VDS相等的情形下，流经第三负端开关元件102的漏电流仍会大于流经第一负端开关元件76的漏电流。而由于第三负端开关元件102连接于预充电电压VDD，故节点B的电压会稳定于一正电压，且不会经由第一负端开关元件76缓缓漏泄至接地点电位。
图12为图11中第一控制信号SW1、第二控制信号SW2、节点A的电压VA以及节点B的电压VB相对于时间的变化图。相似于图10，第一控制信号SW1和第二控制信号SW2于时间点t1将差动切换式电容电路20f切换至一断路状态。然而，在第三实施例中，由于额外使用了第三正端开关元件100和第三负端开关元件102，于节点A的电压VA以及节点B的电压VB并不会有缓缓下降的情形。图11所示的差动切换式电容电路20f可防止由于节点A和节点B的电位经由处于断路状态的第一正端和第一负端开关元件74、76缓缓下降至接地点电位的情形，而导致压控振荡器不理想的频率飘移产生。
请注意，虽然在之前的描述中皆使用N型的MOS晶体管来实现第一正端和第一负端开关元件，实际上亦可以使用P型的MOS晶体管或是双极晶体管来实现第一正端和第一负端开关元件。另外，预充电电压也不见得要等于VDD。举例来说，例如第一正端和第一负端开关元件使用P型晶体管来实施，则预充电开关元件就该使用N型晶体管来实施，且预充电电压可以等于接地点电位。此外，使用延迟单元的主要目的是将第一控制信号SW1延迟以产生第二控制信号SW2。使用其他的延迟单元(例如使用反相器组成一延迟链，再使用一低通滤波器连接至该延迟链的输出端)亦是可行的作法。而以差动的模式而言，中央开关元件是一个选择性的元件，在不使用中央开关元件的情形下可以降低整体的导通开关电阻值，在不使用中央开关元件的情形下亦不会脱离本发明所提出的概念。
与常规技术相比较，当本发明的切换式电容电路被世换至断路状态时，节点A和节点B会在一预设时间内被充电至一预充电电压。如此一来，可以抑制掉时钟馈通效应所导致的不良结果，可防止于校正阶段以及频率合成器锁相阶段时压控振荡器的频率飘移现象。另外，由处于断路状态的第一正端和第一负端开关元件所形成的变容二极管的电容值在压控振荡器的锁相期间会具有较为稳定的值。举例来说，对于码分多址系统而言，还可再加入一第三正端和第三负端开关元件，以防止于节点A和节点B的电位经由第一正端和第一负端开关元件的漏电流而缓缓下降的情形。而防止必须连续性传输的码分多址系统中有任何频率飘移的情形产生。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的等效变化与修改，皆应属本发明的涵盖范围。
权利要求
1.一种切换式电容电路，包含有一第一正端开关元件，用来依据一第一控制信号，选择性地让一第一正端节点连接或不连接一第二节点，其中该第一正端节点连接于一正端电容；以及一预充电电路，连接至该第一正端节点，用来于该切换式电容电路被断路时，于一预设时间内将该第一正端节点预充电至一预充电电压。
2.如权利要求1所述的切换式电容电路，其中该预设时间与该第一控制信号无关。
3.如权利要求1所述的切换式电容电路，其中该预充电电路包含有一第二正端开关元件，用来依据一第二控制信号，选择性地让一第三节点连接或不连接该第一正端节点；一预充电开关元件，用来依据该第一控制信号，选择性地让一第四节点连接或不连接该第三节点；其中该第四节点处于该预充电电压；以及一延迟单元，用来产生该第二控制信号，其中该第二控制信号为该第一控制信号延迟了该预设时间的信号。
4.如权利要求3所述的切换式电容电路，其中该延迟单元包含有一低通滤波器，连接于该第一控制信号，该第二控制信号为该低通滤波器输出的信号。
5.如权利要求3所述的切换式电容电路，其中该延迟单元包含有一延迟链，该第一控制信号为该延迟链的输入信号，该第二控制信号为该延迟链的输出信号。
6.如权利要求3所述的切换式电容电路，其中该预充电电路还包含有一第三正端开关元件，连接于该第三节点与该第一正端节点之间，其中该第三正端开关元件的控制端连接于该第一正端节点。
7.如权利要求6所述的切换式电容电路，其中该第三正端开关元件的元件大小大于该第一正端与第二正端开关元件。
8.如权利要求3所述的切换式电容电路，其中该切换式电容电路还包含有一第一负端开关元件，用来依据该第一控制信号，选择性地让一第一负端节点连接或不连接该第二节点，其中该第一负端节点连接于一负端电容其中当该切换式电容电路被该第一控制信号所断路时，该预充电电路还将该第一负端节点预充电至该预充电电压。
9.如权利要求8所述的切换式电容电路，其中该预充电电路还包含有一第二负端开关元件，用来依据该第二控制信号，选择性地让该第三节点连接或不连接该第一负端节点。
10.如权利要求9所述的切换式电容电路，其中该切换式电容电路还包含有一中央开关元件，用来依据该第一控制信号，选择性地让该第一正端节点连接或不连接该第一负端节点。
11.如权利要求9所述的切换式电容电路，其中该预充电电路还包含有一第三正端开关元件，连接于该第三节点与该第一正端节点之间，其中该第三正端开关元件的控制端连接于该第一正端节点；以及一第三负端开关元件，连接于该第三节点与该第一负端节点之间，其中该第三负端开关元件的控制端连接于该第一负端节点。
12.如权利要求11所述的切换式电容电路，其中该第三正端和第三负端开关元件的元件大小皆大于该第一正端、第二正端、第一负端、和第二负端开关元件。
13.如权利要求11所述的切换式电容电路，其中该切换式电容电路还包含有一中央开关元件，用来依据该第一控制信号，选择性地让该第一正端节点连接或不连接该第一负端节点。
14.如权利要求13所述的切换式电容电路，其中该第二节点为接地点，该第四节点为一直流电源供应节点，该预充电开关元件为一P型晶体管，该第一正端、第二正端、第一负端、和第二负端开关元件以及该中央开关元件皆为N型晶体管。
15.如权利要求13所述的切换式电容电路，其中该第二节点为一直流电源供应节点，该第四节点为接地点，该预充电开关元件为一N型晶体管，该第一正端、第二正端、第一负端、和第二负端开关元件以及该中央开关元件皆为P型晶体管。
16.一种方法，用来断路一切换式电容电路，该方法包含有以下步骤(a)使用一第一正端开关元件，依据一第一控制信号，分断一第一正端节点与一第二节点；以及(b)当该切换式电容电路被断路时，在一预设时间内将该第一正端节点预充电至一预充电电压。
17.如权利要求16所述的方法，其中该预设时间与该第一控制信号无关。
18.如权利要求16所述的方法，其中步骤(b)包含有以下步骤(c)使用一预充电开关元件，依据该第一控制信号，连接一第四节点至一第三节点，其中该第四节点处于该预充电电压；(d)将该第一控制信号延迟该预设时间以产生一第二控制信号；以及(e)使用一第二正端开关元件，依据该第二控制信号，连接该第三节点至该第一正端节点。
19.如权利要求18所述的方法，其中步骤(d)包含有对该第一控制信号进行低通滤波。
20.如权利要求18所述的方法，其中步骤(d)包含有将该第一控制信号输入至一延迟链中，该延迟链输出该第二控制信号。
21.如权利要求18所述的方法，其中步骤(b)还包含有提供一第三正端开关元件，连接于该第三节点与该第一正端节点之间，其中该第三正端开关元件的控制端连接于该第一正端节点。
22.如权利要求21所述的方法，其中该第三正端开关元件的元件大小大于该第一正端与第二正端开关元件。
23.如权利要求18所述的方法，其中步骤(b)还包含有使用一第一负端开关元件，依据该第一控制信号，将一第一负端节点连接至该第二节点，其中该第一负端节点连接于一负端电容；以及当该切换式电容电路被该第一控制信号所断路时，将该第一负端节点预充电至该预充电电压。
24.如权利要求23所述的方法，其中步骤(b)还包含有使用一第二负端开关元件，依据该第二控制信号，将该第三节点连接至该第一负端节点。
25.如权利要求23所述的方法，其中该方法还包含有使用一中央开关元件，依据该第一控制信号，将该第一正端节点连接至该第一负端节点。
26.如权利要求23所述的方法，其中步骤(b)还包含有提供一第三正端开关元件，连接于该第三节点与该第一正端节点之间，其中该第三正端开关元件的控制端连接于该第一正端节点；以及提供一第三负端开关元件，连接于该第三节点与该第一负端节点之间，其中该第三负端开关元件的控制端连接于该第一负端节点。
27.如权利要求26所述的方法，其中该第三正端和第三负端开关元件的元件大小皆大于该第一正端、第二正端、第一负端、和第二负端开关元件。
28.如权利要求26所述的方法，其中该方法还包含有使用一中央开关元件，依据该第一控制信号，将该第一正端节点连接至该第一负端节点。
29.如权利要求28所述的方法，其中该第二节点为接地点，该第四节点为一直流电源供应节点，该预充电开关元件为一P型晶体管，该第一正端、第二正端、第一负端、和第二负端开关元件以及该中央开关元件皆为N型晶体管。
30.如权利要求28所述的方法，其中该第二节点为一直流电源供应节点，该第四节点为接地点，该预充电开关元件为一N型晶体管，该第一正端、第二正端、第一负端、和第二负端开关元件以及该中央开关元件皆为P型晶体管。
全文摘要
一种切换式电容电路，包含有一第一开关元件，用来依据一第一控制信号选择性地让一第一节点连接或不连接一第二节点，该第一节点连接于一电容。一预充电电路，连接至该第一节点，用来当该切换式电容电路被断路时，于一预设时间内将该第一节点预充电至一预充电电压。该预充电电路包含有一第二开关元件，用来依据一第二控制信号选择性地让一第三节点连接或不连接该第一节点；一预充电开关元件，用来依据该第一控制信号选择性地让该第三节点连接或不连接该预充电电压；以及一延迟单元，用来延迟该第一控制信号以产生该第二控制信号。
文档编号H03K3/013GK1604459SQ20041007525
公开日2005年4月6日 申请日期2004年9月13日 优先权日2003年9月30日
发明者叶恩祥 申请人:联发科技股份有限公司