专利名称：Dc偏移补偿电路、差分放大电路、光电脉冲转换电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及补偿在差分放大电路输出的一对互补差分输出信号间产生的DC偏移电压的DC偏移补偿电路，具有DC偏移补偿电路的差分放大电路和使用能够补偿DC偏移的差分放大电路把光学脉冲信号转换为相应的电脉冲的光电脉冲转换电路。
另一方面，本发明涉及产生其逻辑按照类似于基准方波脉冲信号的上升和下降的方式变化的整形脉冲信号的脉冲整形电路，使用脉冲整形电路的脉冲发生电路，和使用脉冲整形电路把光学脉冲信号转换为相应的电脉冲的光电脉冲转换电路。
背景技术：
(相关技术1)在放大输入信号并输出一对差分输出信号的差分放大电路中，在差分放大电路输出的一对互补差分输出信号之间，即在同相输出信号和反相输出信号之间产生的参考电压方面的差值(下面也称为DC偏移电压)时常引起问题。于是，提供了配有补偿DC偏移电压的DC偏移补偿电路的差分放大电路。
下面将举例说明图35中所示的光电脉冲转换电路10。光电脉冲转换电路10把光学脉冲信号LT转换为电脉冲信号xPx。例如，在IrDA通信中，光电脉冲转换电路被用作接收电路，并且把反相电脉冲信号xRx传输给后一级的解调电路。
当在这种光学通信中使用光电脉冲转换电路时，从发射电路(光源)到接收电路(光电二极管PD)的距离并不恒定，于是存在各种状态。在某些情况下，由于距离较远，接收的光学脉冲信号LT非常弱，在其它一些情况下，由于距离较近，接收的信号LT非常强。从而，电流输入信号从几十nA波动到比几十nA大几百倍的几mA。即使在这样的情况下，也必须可靠地接收光学脉冲信号，在准确地保持波形的脉冲宽度的同时，对波形整形，并把最后得到的信号发送给后一级的解调电路。
在光电脉冲转换电路10中，当光电二极管PD接收在第二计时t2上升和在第一计时t1下降的光学脉冲信号LT时，脉动电流信号Iin按照光线的强度流动。I-V转换电路IV把电流信号Iin转换为一对互补差分电压信号，即相位与光学脉冲信号LT和电流信号Iin相同的同相电压信号V1P和与之互补的反相电压信号V1M，并输出这些信号。当输入较大信号时的差分电压信号V1P、V1M的波形稍微不同于当输入较小信号时的差分电压信号V1P、V1M，如图36中所示。当输入较小的信号时，得到脉冲宽度tpw和光学脉冲信号LT的脉冲宽度近似相同的光电二极管PD电流信号Iin。但是，当输入较大的信号时，虽然波形通常具有方波形状，但是它具有钝化的上升沿和钝化的下降沿。这是因为电信号不能精确地随着光学输入的变化而变化。特别地，因此第一计时t1之后的下降沿下降缓慢，同相电压信号V1P也缓慢下降，如图36中所示。
差分电压信号V1P、V1M随后由第一差分放大电路AMP1和第二差分放大电路AMP2放大，第一差分放大电路AMP1配有图35中由虚线指出的DC偏移补偿电路OFC。随后，如图37中所示，参考电压发生电路REFG产生和放大器的输出VO相应的参考电压VREF，比较电路CMP比较放大器的输出VO和参考电压VREF，获得反相电脉冲信号xRX，所述反相电脉冲信号xRX具有对应于光学脉冲信号LT的脉冲宽度tpw，并在第二计时t2下降，而在第一计时t1上升。
更具体地说，偏移加法电路(混频电路)OFP用于把偏移补偿电压VOC混频到差分电压信号V1P、V1M中，以便完成负反馈，从而产生第二差分信号V2P、V2M，第二差分信号V2P、V2M被第一差分放大电路AMP1放大，从而输出第三差分信号V3P、V3M。在DC偏移补偿电路OFC中，第三差分信号V3P、V3M被具有截止频率fc1和通过速率SR1的低通滤波器过滤，获得偏移补偿电压VOC。由于以这种方式反馈在第三差分信号V3P和V3M间产生的DC偏移电压，因此能够抵消差分放大电路AMP1的差分输出终端间的DC偏移电压。如果存在DC偏移电压，则第二差分放大电路AMP2的输出VO发生波动，导致在比较电路CMP中得到的脉冲宽度发生波动。从而，得到的反相电脉冲信号xRX的脉冲宽度不同于光学脉冲信号的脉冲宽度。但是，通过抵消DC偏移电压，能够得到脉冲宽度tpw精确对应于光学脉冲信号脉冲宽度的反相电脉冲信号xRX。
为了获得具有精确脉冲宽度tpw的反相电脉冲信号xRX，必须根据输出VO的量值，给予参考电压VREF适当的时间常数。
(相关技术2)在具有另一结构的光电脉冲转换电路20(参见图39)中，也可按照相同方式采用配有DC偏移补偿电路的差分放大电路。
在光电脉冲转换电路20中，光电二极管PD同样接收在第二计时t2上升并在第一计时t1下降的光学脉冲信号LT，从而提供电流信号Iin。但是，光电脉冲转换电路20使用差分I-V转换电路DIV，而不是使用I-V转换电路IV，把电流信号Iin的波形转换为波形类似于电流信号Iin的差分波形的一对互补差分电压信号VD1P、VD1M。配有偏移补偿电路OFC的差分放大电路AMP随后放大差分电压信号VD1P、VD1M，从而输出第三差分信号VD3P、VD3M。比较电路CMP比较第三差分信号VD3P和VD3M，得到反相电脉冲信号xRX。
在光电脉冲转换电路20中，得到其波形类似于电流信号Iin的差分波形的差分电压信号VD1P、VD1M，并且随后放大所述差分电压信号VD1P、VD1M。比较在第一或第二计时t1、t2急剧下降或上升的第三差分信号VD3P和第三差分信号VD3M。于是能够在得到的反相电脉冲信号xRX中精确地再现光学脉冲信号LT的脉冲宽度tpw。另外，电路的优点在于不必如同相关技术1(参见图35)中那样，单独使用参考电压发生电路REFG按照输出VO产生参考电压VREF。
为了防止噪声引起的故障，在比较电路CMP中可增加较小数值的DC偏移电压VOS。
(相关技术3)在相关技术2中所示的电路中(参见图39)，脉冲信号只被差分一次，获得差分信号，并且通过利用差分信号，得到具有和原始脉冲信号相同脉冲宽度的脉冲信号。图41中所示的光电脉冲转换电路30可被配置为相同类型的电路。
即，在光电脉冲转换电路30中，在第二计时t2上升并在第一计时t1下降的光学脉冲信号LT被光电二极管PD接收，从而得到电流信号Iin。随后，I-V转换电路IV把电流信号Iin转换成相应的电压信号V1，并输出最后得到的电压信号。随后由差分放大电路AMP放大电压信号V1。之后，使用差分差动放大电路DAMP差分并放大第二差分信号V2P、V2M，从而输出第三差分信号VD3P、VD3M。另外，加入较小数值的偏移电压VOS，从而第三同相信号VD3P的参考电压相对低于第三反相信号VD3M的参考电压。随后比较电路CMP比较这些第三差分信号VD3P、VD3M，从而得到在第二计时t2下降并在第一计时t1上升的反相电脉冲信号xRX。如上所述，加入偏移电压VOS的目的是防止噪声引起的故障。
同样在光电脉冲转换电路30中，电流信号Iin和电压信号V1具有稍微钝化的波形，所述波形在第一计时t1之后逐渐下降(参见图36)。但是，由于比较在第一或第二计时t1、t2急剧上升或下降的第三差分信号VD3P、VD3M，得到反相电脉冲信号xRX，因此能够在反相电脉冲xRX精确地再现光学脉冲信号LT的脉冲宽度tpw。此外，该电路的优点在于不必如同相关技术1中所示电路10(图35)中那样，单独使用参考电压发生电路REFG按照输出VO产生参考电压VREF。
但是，在相关技术1的光电脉冲转换电路10中，具有截止频率fc1的低通滤波器LPF被用于提供DC偏移电压的负反馈控制。于是，不仅DC分量，而且脉冲信号波形中所含的AC分量的低频分量也被反馈。即，如图38(a)中所示，如果在第一差分放大电路AMP1的第三差分信号V3P和V3M间存在DC偏移电压DCO，并且所述DC偏移电压DCO被负反馈，则如图38(b)中所示，在从低通滤波器LPF输出的偏移补偿电压VOC中含有DC补偿分量，其作用是抵消DC偏移电压DCO。但是，如上所述，由于低频AC分量同样通过低通滤波器LPF，因此低频AC分量同样被叠加到偏移补偿电压VOC上，如图38(b)中所示。
在从第二计时t2到第一计时t1的第二时段d2内，偏移补偿电压VOC中所含的这些AC分量的量值逐渐增大。在从第一计时t1到第二计时t2的第一时段d1内，所述AC分量的量值逐渐降低恢复到初始的零电平，所述零电平被保持。这是因为AC分量包含在第二时段d2中，如图38(a)所示。表示偏移补偿电压VOC的曲线的斜率对应于低通滤波器LPF的特征(截止频率和通过速率)，并且上升斜率和下降斜率基本相同。
如果第二时段d2大于第一时段d1，如图38(c)中所示，则在第一时段内，偏移补偿电压VOC中所含AC分量的降低数量低于第二时段内的上升数量。从而，偏移补偿电压VOC中所含的AC分量逐渐累积，如图38(d)中所示(本例中，所述AC分量逐渐增大)。于是，由于累积的AC分量被负反馈的结果，作为第一差分放大电路AMP1的输出的第三差分信号V3P和V3M的波形失真。当在比较电路CMP中得到反相电脉冲信号xRX时，这会导致故障或其它问题。此外，随着AC分量的累积，波形发生失真，从而逐渐向下偏移，并且逼近第三差分信号V3P、V3M的上限值或下限值。从而，动态范围变小，信号幅度变小，在极端情况下，第三差分信号V3P、V3M可能消失。
另一方面，在根据相关技术2的光电脉冲转换电路20中，当接收如图40(a)中所示的脉冲宽度为tpw的光学脉冲信号LT时，如图40(b)中所示的电流信号Iin流过光电二极管PD。图40(b)表示了输入高强度的大光学脉冲信号LT的情况。在第一时段d1中，电流信号Iin形成逐渐下降的长长的尾部。随后差分I-V转换电路DIV对该信号进行差分和I-V转换，以便得到如图40(c)中所示的同相电压信号VD1P和反相电压信号VD1M。随后差分放大电路AMP放大这些信号，得到第三差分信号VD3P、VD3M[参见图40(d)]。本例中，在第二时段d2和第一时段d1的前半段中，放大后的第三差分信号VD3P、VD3M的幅度受上限值或下限值的限制。从而，它们的波形不同于图40(c)中所示的同相电压信号VD1P的波形。和光电脉冲转换电路10不同[参见图37(a)和(c)]，该电路采用差分波形，从而同相电压信号VD1P相对于参考电压向正负方向(向上和向下)摆动。
具有截止频率fc1(通过速率SR1)的低通滤波器LPF同样用在根据相关技术2的光电脉冲转换电路20中。于是，不仅DC分量被反馈，而且AC分量的低频分量也被反馈。即，AC分量被叠加到偏移补偿电压VOC上。
在从第二计时t2到第一计时t1的第二时段d2中，偏移补偿电压VOC中所含AC分量的量值逐渐增大，如图40(e)中所示，并在从第一计时t1到第二计时t2的第一时段d1中逐渐降低。但是和光电脉冲转换电路10不同[参见图38(b)]，在第一时段d1中，偏移补偿电压VOC中所含AC分量的量值继续降低。表示偏移补偿电压VOC的曲线的斜率对应于低通滤波器LPF的特征(截止频率和通过速率)，并且上升斜率和下降斜率基本相同。
如果第一时段d1不等于第二时段d2(如果脉冲的占空率不为50％)，则偏移补偿电压VOC逐渐波动。例如如果d1＞d2，如图40中所示，则偏移补偿电压VOC中所含的AC分量逐渐累积，导致偏移补偿电压VOC逐渐减小，如图40(e)中所示。
从而，差分放大电路AMP的第三差分信号VD3P、VD3M失真，第三同相信号VD3P逼近上限值，如图40(f)中所示。于是，当在比较电路CMP中得到反相电脉冲信号xRX时，可能发生故障。此外，波形逼近第三差分信号VD3P、VD3M的上限值或下限值。从而，动态范围变小，信号幅度变小，并且在极端情况下，第三差分信号VD3P、VD3M会消失。
在根据相关技术3的光电脉冲转换电路30中，当基准脉冲信号，即光学脉冲信号LT的脉冲宽度tpw变长时，如图42中所示，在第二计时t2之后的时刻tx，逐渐下移的第三同相信号VD3P和逐渐上移的第三反相信号VD3M会交叉。之后，作为比较电路CMP的输出的反相电脉冲信号xRX被反转。于是，如图42下部中所示，产生应在第一计时t1上升的反相电脉冲信号xRX的脉冲宽度变短的问题。具体地说，当在试图防止由噪声引起的故障的努力中使偏移电压VOS更大时，脉冲宽度往往会变得更短。
如果如图43中所示，比较电路CMP被赋予滞后特性(滞后电压Vh)，以便满足Vh＞VOS，则在第二计时t2和第一计时t1之间，第三同相信号VD3P和第三反相信号VD3M并不交叉，从而在反相电脉冲信号xRX中得到正确的脉冲宽度tpw。
在被安排成如上所述满足Vh＞VOS，并且一旦当电路被起动或者噪声侵入时，第三反相信号VD3M变得小于第三同相信号VD3P的情况下，作为比较电路CMP的反相电脉冲xRX被反转，即，如图44中所示，反相电脉冲xRX的电平变成低电平。这也会导致和使第三同相信号VD3P相对降低等同于滞后电压Vh的量值相同的效果。由于第三反相信号VD3M变成小于第三同相信号VD3P，因此即使在噪声消失之后，反相电脉冲信号xRX也被固定为低电平，并且在第二计时t2，反相电脉冲信号xRX不下降。之后，在第一计时t1，反相电脉冲信号xRX恢复高电平。于是，在这种情况下，光学脉冲信号未被正确接收。
从而，在根据相关技术2、3的光电脉冲转换电路20、30中，难以通过同时把偏移电压VOS和滞后电压Vh设置为适当的数值，防止由于噪声等所造成的故障。
发明内容
鉴于由相关技术1、2引起的问题，本发明的目的是提供一种能够抵消在差分放大电路的差分输出信号间产生的DC偏移电压，同时防止起因于AC分量的累积的信号波形失真的DC偏移补偿电路，和能够通过抵消差分放大电路的差分输出信号间产生的DC偏移电压，产生精确再现光学脉冲信号的上升和下降计时的电脉冲信号的光电脉冲转换电路。
另外，鉴于由相关技术2、3引起的问题，本发明的目的是提供一种脉冲整形电路和一种光电脉冲转换电路，所述脉冲整形电路能够获得在基准脉冲信号的上升计时(第二计时)或下降计时(第一计时)急剧上升或下降的同相整形脉冲信号或反相整形脉冲信号，精确地再现基准脉冲信号的脉冲宽度，并且其中噪声等引起的故障很少，所述光电脉冲转换电路能够产生精确再现光学脉冲信号的脉冲宽度的电脉冲信号。
根据本发明第一方面的解决问题的装置是一种DC偏移补偿电路，所述电路被置于差分放大电路的一对差分输出端和一对差分输入端之间，并且抵消差分输出信号之间的DC偏移电压，所述差分放大电路放大输入所述差分输入端的一对差分输入信号，并从所述差分输出端输出一对差分输出信号。所述DC偏移补偿电路配有对输入的差分输出信号进行低通滤波，输出滤波信号的低通滤波器；代替低通滤波器的滤波信号，一个保持电路输出保持滤波信号，并且在把滤波信号改变为保持滤波信号的时刻，输出对应于低通滤波器的滤波信号的保持滤波信号；把通过使滤波信号或保持滤波信号混合到差分输入信号中，从而执行负反馈产生的一对混频差分输入信号输出给差分放大电路的差分输入端的混频电路，以及交替完成滤波状态变换和保持状态变换的变换电路，在所述滤波状态下，差分输出信号被输入低通滤波器，滤波信号被输出给混频电路，在所述保持状态下，截止对低通滤波器输入差分输出信号，并且保持滤波信号被输出给混频电路。
如同相关技术1、2中说明的一样，当结构是这样的，以致利用低通滤波器负反馈DC偏移电压时，不仅DC偏移电压包含在差分输出信号中，而且AC分量也包含在差分输出信号中。特别地低频分量通过低通滤波器LPF，并被负反馈给差分输入端。从而，可产生AC分量逐渐累积，输出信号失真，输出信号的动态范围变小，并且在极端情况下，根据输入信号的波形和占空率，输出信号消失的问题。
根据本发明，除了低通滤波器和混频电路之外，提供了保持电路和变换电路。通过根据信号波形在预定计时，在低通滤波器和保持电路之间进行变换，能够抵消DC偏移，同时防止累积AC分量。具体地说，对于信号中几乎不包含AC分量的时段，选择低通滤波器执行DC偏移补偿。另一方面，对于信号中包含许多AC分量的时段，截止对于低波滤波器的输入，以便降低AC分量对低通滤波器的影响，停止低通滤波器的负反馈，选择保持电路，在和选择保持电路之前相同的电平下进行DC偏移补偿，同时防止累积AC分量。更具体地说，就输入差分放大器的同相输入端的信号而论，如果输入交替具有高电平和低电平的脉冲信号或者具有其间具有间歇性的无信号(低电平)时段的一系列信号的信号，则对于信号具有低电平或不存在信号的时段，选择低通滤波器，对于信号具有高电平，或者存在一系列信号的时段选择保持电路。从而，有限防止累积AC分量。
根据本发明第一方面的DC偏移补偿电路最好是配有置于差分放大电路的差分输出端和差分输入端之间的DC偏移补偿电路的差分放大电路。
根据配有DC偏移补偿电路的差分放大电路，由于接入DC偏移补偿电路，因此DC偏移电压被抵消，并可获得不存在由AC分量的累积引起的失真的差分输出信号。
此外，把光学脉冲信号转换成相应的电脉冲信号的光电脉冲转换电路最好配有把光学脉冲信号转换成相应的电流信号并输出所述电流信号的光—电流转换电路，把电流信号转换成一对对应的差分电压信号并输出所述差分电压信号的I-V转换电路，配有根据另一形式的本发明第一方面的DC偏移补偿电路，放大所述差分电压信号并且输出差分输出信号的差分放大电路，以及输出基于差分输出信号的电脉冲信号的脉冲发生电路。
如果DC偏移电压产生于光电脉冲转换电路中使用的差分放大电路中，则脉冲发生电路产生的电脉冲信号的上升和下降计时与相应光学脉冲信号的上升和下降计时不符，这会导致通信故障或其它问题。
另一方面，根据本发明的光电脉冲转换电路采用配有DC偏移补偿电路的差分放大电路。更具体地说，它使用具有置于差分输出端和差分输入端间的DC偏移补偿电路的差分放大电路。这可确保恰当地抵消DC偏移电压，实现差分放大，消除由AC分量的累积引起的电脉冲信号的上升和下降计时与光学脉冲信号的上升和下降计时不符的可能性。
根据本发明第二方面的另一解决问题装置是把一般为方波形状的光学脉冲信号至少转换成在光学脉冲信号下降的第一计时下降，并在光学脉冲信号上升的第二计时上升的同相电脉冲信号，或者在第一计时上升并在第二计时下降的反相电脉冲信号的光电脉冲转换电路。该光电脉冲转换电路配有把光学脉冲信号转换成相应的电流信号并输出该电流信号的光-电流转换电路，把所述电流信号转换成一对对应的差分电压信号并输出该差分电压信号的I-V转换电路，放大所述差分电压信号并输出一对差分输出信号的差分放大电路，和根据差分输出信号，至少输出同相电脉冲信号或者反相电脉冲信号的脉冲发生电路。差分放大电路配有过滤差分输出信号，从而输出滤波信号的低通滤波器，代替低通滤波器的滤波信号，输出保持滤波信号，并在把滤波信号改变成保持滤波信号的时刻输出对应于低通滤波器的滤波信号的保持滤波信号的保持电路，把通过使滤波信号或保持滤波信号混合到差分电压信号中，以致执行负反馈而产生的一对混频差分输入信号输出给差分放大电路的差分输入端的混频电路，和按照输入的同相电脉冲信号或反相电脉冲信号，实现滤波状态和保持状态的变换的变换电路，在所述滤波状态下，差分输出信号被输入低通滤波器，并且在第一计时滤波信号被输出给混频电路，在所述保持状态下，截止对于低通滤波器的差分输出信号输入，并在第二计时把保持滤波信号输出给混频电路。
光电脉冲转换电路配有光-电流转换电路、I-V转换电路、差分放大电路和脉冲发生电路。差分放大电路配有输出滤波信号的低通滤波器，输出保持滤波信号的保持电路，把通过使滤波信号或保持滤波信号混合到差分输入信号中产生的混频差分输出信号输出给差分放大电路的混频电路，和按照同相电脉冲信号或反相电脉冲信号，在滤波状态和保持状态之间进行变换的变换电路。
于是在差分放大电路中，DC偏移电压被抵消，AC分量不累积。于是，可产生精确再现光学脉冲信号的上升和下降计时的同相电脉冲信号或反相电脉冲信号。
任意电路可用作I-V转换电路，只要它能够完成电流信号的电流—电压转换，并输出一对相应的差分电压信号即可。于是，可能的电路包括同时完成放大和电流—电压转换的电路和在完成电流-电压转换之后进行放大的电路。
根据本发明第三方面的又一解决问题的装置是置于差分放大电路的一对差分输出端和一对差分输入端之间，并且抵消差分输出信号之间的DC偏移电压的DC偏移补偿电路，所述差分放大电路放大输入其差分输入端的一对差分输入信号，并从其差分输出端输出一对差分输出信号。所述DC偏移补偿电路配有对差分输出信号进行低通滤波，输出滤波信号的低通滤波器，把通过使滤波信号混合到差分输入信号中，从而执行负反馈产生的一对混频差分输入信号输出给差分放大电路的差分输入端的混频电路，和改变低通滤波器的截止频率和通过速率的特性改变电路。
由于DC偏移补偿电路配有低通滤波器和混频电路，因此除了DC分量之外，低频AC分量也被负反馈通过低通滤波器。但是由于其中配置的特性改变电路的缘故，DC偏移补偿电路可借助特性改变电路改变低通滤波器的截止频率和通过速率。于是通过按照输入信号的波形等改变截止频率和通过速率，能够调整AC分量的增大或减小速率，并消除或控制AC分量的累积，从而防止由AC分量的累积或其它问题引起的差分输出信号失真的问题。
特性改变电路可逐步地把截止频率和通过速率从一个数值改变为另一数值，或者可以连续改变截止频率和通过速率。
最好配置一个差分放大电路，所述差分放大电路带有根据本发明第三方面的，置于差分放大电路的差分输出端和差分输入端间的DC偏移补偿电路。
根据配有DC偏移补偿电路的差分放大电路，由于插入了DC偏移补偿电路，因此DC偏移电压可被抵消，并且能够获得一对不存在由AC分量的累积而引起的失真的差分输出信号。
此外，把光学脉冲信号转换成相应电脉冲信号的光电脉冲转换电路最好配有把光学脉冲信号转换成相应的电流信号并输出该电流信号的光-电流转换电路，把所述电流信号转换成一对相应的差分电压信号，并通过电容耦合电容器输出差分电压信号的高通I-V转换电路，或者把所述电流信号转换成波形与借助电流信号的差分而得到的信号波形类似的一对差分电压信号的差分I-V转换电路，配有根据另一形式的本发明第三方面的DC偏移补偿电路，放大作为差分输入信号的差分电压信号，并输出差分输出信号的差分放大电路，以及根据差分输出信号输出电脉冲信号的脉冲发生电路。
如果在光电脉冲转换电路中使用的差分放大电路中产生DC偏移电压，则由于脉冲发生电路产生的电脉冲信号的上升和下降计时与相应光学脉冲信号的上升和下降计时不符，因此不能得到脉冲宽度与光学脉冲信号的脉冲宽度一致的电脉冲信号，这会导致通信故障或其它问题。
另一方面，根据本发明的光电脉冲转换电路采用配有DC偏移补偿电路的差分放大电路。更具体地说，它使用带有置于差分输出端和差分输入端之间的DC偏移补偿电路的差分放大电路。这使得能够可靠地抵消DC偏移电压，从而执行差分放大，并防止AC分量累积，从而阻止由AC分量的累积引起的电脉冲信号的上升和下降计时与光学脉冲信号的上升和下降计时之间的失配。
根据本发明第四方面的另一解决问题的装置是把一般为方波波形的光学脉冲信号至少转换成在光学脉冲信号下降的第一计时下降并在光学脉冲信号上升的第二计时上升的同相电脉冲信号，或者在第一计时上升并在第二计时下降的反相电脉冲信号的光电脉冲转换电路。该光电脉冲转换电路配有把光学脉冲信号转换成相应的电流信号，并输出该电流信号的光-电流转换电路，把电流信号转换成一对相应的差分电压信号并通过电容耦合电容器输出差分电压信号，或者在使差分电压信号通过电容器并且随后对其进行放大之后，输出差分电压信号的高通I-V转换电路，或者把电流信号转换成波形与借助电流信号的差分得到的信号的波形相似的一对差分电压信号，并输出所述一对差分电压信号的差分I-V转换电路，放大所述差分电压信号并输出差分输出信号的差分放大电路，以及根据差分输出信号，至少输出同相电脉冲信号或反相电脉冲信号的脉冲发生电路。此外，差分放大电路配有对输入的差分输出信号进行低通滤波，从而输出滤波信号的低通滤波器，把通过使滤波信号混合到差分电压信号，以致执行负反馈产生的一对混频差分输入信号输出给差分放大电路的一对差分输入端的混频电路，以及按照输入的同相电脉冲信号或反相电脉冲信号，实现第一状态和第二状态间的变换的特性变换电路，在所述第一状态下，截止频率和通过速率是第一计时的第一截止频率fc1和第一通过速率SR1，在所述第二状态下，截止频率和通过速率是第二计时的第二截止频率fc2和第二通过速率SR2。
该光电脉冲转换电路配有光—电流转换电路、高通I-V转换电路或差分I-V转换电路、差分放大电路和脉冲发生电路。此外，差分放大电路配有输入滤波信号的低通滤波器，把混频差分输入信号输出给差分放大电路的混频电路，以及按照同相电脉冲信号或反相电脉冲信号，改变低通滤波器的特性的特性变换电路。
于是，在差分放大电路中，DC偏移电压被抵消，能够产生精确再现光学脉冲信号的上升和下降计时的同相电脉冲信号或反相电脉冲信号。
高通I-V转换电路的例子包括对电流信号进行电流-电压转换，产生一对差分电压信号，并通过电容耦合电容器输出所述信号的电路，以及通过电容器输出信号并进一步放大的电路。另外还包括被配置成当把电流信号转换成差分电压信号，以便通过电容耦合电容器输出放大后的差分电压信号时，同时进行放大和转换的电路，或者在转换之后进行放大的电路。
任意电路可用作差分I-V转换电路，只要它能够把电流信号转换成波形与借助电流信号的差分得到的信号的波形相似的一对差分电压信号，并输入所述一对差分电压信号即可。也可包括同时进行放大和转换的电路，或者在转换之后进行放大的电路。
根据本发明第五方面的另一种解决问题的装置是一种脉冲整形电路，所述脉冲整形电路对通过对方波波形的基准脉冲信号进行差分或高通滤波得到的一对互补的脉冲差动差分输入信号进行逻辑处理，并且至少获得在基准脉冲信号下降的第一计时下降，并在基准脉冲信号上升的第二计时上升的同相整形脉冲信号，或者在第一计时上升并在第二计时下降的反相整形脉冲信号。脉冲整形电路配有添加偏移信号发生电路，所述添加偏移信号发生电路通过添加偏移电压，使用所述一对脉冲互补差动差分输入信号，即同相第一信号和反相第二信号产生对应于同相第一信号的同相第五信号和对应于反相第二信号的反相第四信号，以致反相第四信号的第四参考电压比同相第五信号的第五参考电压相对高于等于第一偏移电压的量值，并通过添加偏移电压，使用所述一对脉冲互补差动差分输入信号，即同相第一信号和反相第二信号产生对应于同相第一信号的同相第三信号和对应于反相第二信号的反相第六信号，以致反相第六信号的第六参考电压比同相第三信号的第三参考电压相对稍低等于第二偏移电压的量值。脉冲整形电路还配有比较同相第五信号和反相第四信号，获得在第二计时上升的第七信号或者在第二计时下降的反相第七信号的第一比较电路，比较同相第三信号和反相第六信号，获得在第一计时上升的第八信号或者在第一计时下降的反相第八信号的第二比较电路，以及根据第七信号和第八信号或者反相第七信号和反相第八信号，至少获得同相整形脉冲信号或反相整形脉冲信号的逻辑处理电路。
根据本发明的脉冲整形电路配有添加偏移信号发生电路，所述添加偏移信号发生电路通过添加等于第一和第二偏移电压(ΔVof1、ΔVof2)的偏移电压，使用所述一对脉冲差动差分输入信号，即同相第一信号和反相第二信号产生同相第三信号、同相第五信号、反相第四信号和反相第六信号。根据本发明的脉冲整形电路还配有获得第七信号或反相第七信号的第一比较电路，获得第八信号或反相第八信号的第二比较电路，以及至少获得同相整形脉冲信号或反相整形脉冲信号的逻辑处理电路。由于如上所述分别获得在基准脉冲信号的上升计时上升的第七信号和在基准脉冲信号的下降计时上升的第八信号，因此能够获得在基准脉冲信号的上升计时(第二计时)或者下降计时(第一计时)急剧上升或下降，并且精确再现基准脉冲信号的脉冲宽度的同相整形脉冲信号或反相整形脉冲信号。此外，由于可通过不考虑第一和第二比较电路的滞后电压，添加足够的第一和第二偏移电压ΔVof1、ΔVof2来完成信号处理，因此可减少起因于噪声等的故障。
另外，根据方波波形的基准脉冲信号至少获得同相整形脉冲信号或反相脉冲信号的脉冲发生电路最好配有差动差分信号发生电路和根据本发明第五方面的脉冲整形电路，所述差动差分信号发生电路对方波波形的基准脉冲信号进行差分或高通滤波，产生所述一对互补的脉冲差动差分输入信号，所述脉冲整形电路使用输入其中的脉冲差动差分输入信号，至少获得同相整形脉冲信号或反相整形脉冲信号。
由于该脉冲发生电路配有差动差分信号发生电路和脉冲整形电路，因此能够获得精确再现方波波形的基准脉冲信号的同相整形脉冲信号或反相整形脉冲信号。此外，可减少起因于噪声等的故障。
另外，把光学脉冲信号转换成相应的电脉冲信号的光电脉冲转换电路最好配有把光学脉冲信号转换成相应的电流信号，并输出所述电流信号的光-电流转换电路，把所述电流信号转换成方波波形的相应脉冲电压信号的I-V转换电路，以及根据另一形式的本发明第五方面的，把脉冲电压信号用作基准脉冲信号，从而至少获得同相整形脉冲信号或反相整形脉冲信号的脉冲发生电路。
除了光-电流转换电路和I-V转换电路之外，光电脉冲转换电路还配有脉冲发生电路。于是能够获得精确再现光学脉冲信号的脉冲宽度的同相整形脉冲信号或反相整形脉冲信号。
根据本发明第六方面的另一种解决问题的装置是把方波波形的光学脉冲信号至少转换成在光学脉冲信号下降的第一计时下降，并在光学脉冲信号上升的第二计时上升的同相电脉冲信号，或者在第一计时上升并在第二计时下降的反相电脉冲信号的光电脉冲转换电路。所述光电脉冲转换电路配有把光学脉冲信号转换成相应的电流信号并输出所述电流信号的光-电流转换电路，把电流信号转换成方波波形的相应脉冲电压信号，并输出所述脉冲电压信号的I-V转换电路，对所述脉冲电压信号进行差分或高通滤波，产生一对互补的脉冲差动差分输入信号的差动差分信号发生电路，以及使用输入其中的脉冲差动差分输入信号，至少获得同相整形电脉冲信号或反相整形电脉冲信号的脉冲整形电路。脉冲整形电路配有添加偏移信号发生电路，所述添加偏移信号发生电路通过添加偏移电压，使用所述一对脉冲差动差分输入信号，即同相第一信号和反相第二信号产生对应于同相第一信号的同相第五信号和对应于反相第二信号的反相第四信号，以致反相第四信号的第四参考电压比同相第五信号的第五参考电压相对高出等于第一偏移电压的量值，并通过添加偏移电压，使用所述一对脉冲差动差分输入信号，即同相第一信号和反相第二信号产生对应于同相第一信号的同相第三信号和对应于反相第二信号的反相第六信号，以致反相第六信号的第六参考电压比同相第三信号的第三参考电压相对稍低等于第二偏移电压的量值。脉冲整形电路还配有比较同相第五信号和反相第四信号，获得在第二计时上升的第七信号或者在第二计时下降的反相第七信号的第一比较电路，比较同相第三信号和反相第六信号，获得在第一计时上升的第八信号或者在第一计时下降的反相第八信号的第二比较电路，以及根据第七信号和第八信号或者反相第七信号和反相第八信号，至少获得同相整形电脉冲信号或反相整形电脉冲信号的逻辑处理电路。
根据本发明的光电脉冲转换电路配有光—电流转换电路、I-V转换电路、差动差分信号发生电路和脉冲整形电路。脉冲整形电路配有通过添加等于第一和第二偏移电压ΔVof1、ΔVof2的偏移电压，使用所述一对脉冲差动差分输入信号，即同相第一信号和反相第二信号产生同相第三信号、同相第五信号、反相第四信号和反相第六信号的添加偏移信号发生电路。脉冲整形电路还配有获得第七信号或反相第七信号的第一比较电路，获得第八信号或反相第八信号的第二比较电路，以及至少获得同相整形脉冲信号或反相整形脉冲信号的逻辑处理电路。
由于如上所述分别获得在光学脉冲信号的上升计时上升的第七信号和在光学脉冲信号的下降计时上升的第八信号，因此能够获得在光学脉冲信号的上升计时(第二计时)或者下降计时(第一计时)急剧上升或下降，并且精确再现光学脉冲信号的脉冲宽度的同相整形脉冲信号或反相整形脉冲信号。此外，由于电路允许通过不考虑第一和第二比较电路的滞后电压，添加足够的第一和第二偏移电压ΔVof1、ΔVof2来完成信号处理，因此可减少起因于噪声等的故障。
结合附图，根据下面的详细说明，本发明的上述及其它目的和新颖特征将更为明显。但是特别要指出的是，附图仅仅用于举例说明，并不意味着对本发明范围的限制。
图1是表示根据本发明第一实施例的光电脉冲转换电路的电路图；图2是表示具有低通特性的功能变换滤波器LPHS的电路结构的电路图，所述功能变换滤波器LPHS具有带有保持功能的低通滤波器LPH和转换开关SW；图3是表示根据第一实施例的同相输出信号V3P、反相电脉冲信号xRX和偏移补偿信号VOC之间的关系的示意图；图4是表示通过把偏移补偿信号混合到一对差分输入信号中，产生一对混频差分输入信号的混频电路的电路图；图5是表示逻辑处理电路HR的逻辑电路及其操作的示意图；图6是表示在配有逻辑处理电路HR的电路中，当反相电脉冲信号被噪声等反转时，光学脉冲信号LT、反相电脉冲信号xRX、变换脉冲信号xVC和具有保持功能的低通滤波器LPHS的工作状态的示意图；图7是表示根据本发明第二实施例的光电脉冲转换电路的电路图；图8是表示具有特性变换功能的低通滤波器LPC的电路结构的电路图，所述低通滤波器LPC具有低通特性，并且能够改变低通特性的截止频率和通过速率；图9是表示具有特性变换功能的低通滤波器LPC的低通特性的示意图；图10是表示根据本发明的第二实施例的不同部分中的信号间的关系的示意图；图11是表示在配有逻辑处理电路LG1的电路中，当反相电脉冲被噪声等反转时，光学脉冲信号LT、反相电脉冲信号xRX、特性变换脉冲信号xVC和具有特性变换功能的低通滤波器LPC的工作状态的示意图；
图12是表示采用高通I-V转换电路的光电脉冲转换电路的电路图；图13是根据第三实施例的光电脉冲转换电路的电路图；图14是表示根据第三实施例的添加偏移信号发生电路OFS的电路结构的电路图；图15是表示根据本发明第三实施例的差分差分放大电路DAMP的电路结构的电路图；图16是表示根据本发明第三实施例的第一和第二比较电路的电路结构的电路图；图17是表示当输入小信号时，同相第三信号、反相第四信号、同相第五信号和反相第六信号间的关系，以及第七信号、第八信号和反相电脉冲信号xRX间的关系的示意图；图18是表示当输入大信号时，同相第三信号、反相第四信号、同相第五信号和反相第六信号间的关系，以及第七信号、第八信号和反相电脉冲信号xRX间的关系的示意图。
图19是表示逻辑处理电路LGC的逻辑电路的电路图；图20是表示改进的逻辑处理电路LGC2的逻辑电路的电路图；图21是表示逻辑处理电路LGC2中的延迟电路的电路结构及其操作的示意图；图22是表示逻辑处理电路LGC2中的延迟电路的另一电路结构及其操作的示意图；图23是表示当SR锁存(触发)禁止逻辑被输入逻辑处理电路LGC2时的操作的示意图；图24是表示另一逻辑处理电路LGC3的逻辑电路的电路图，在所述逻辑处理电路LGC3中，采取了SR锁存(触发)禁止逻辑的措施；图25是表示在逻辑处理电路LGC2中，当由于噪声等原因输入第七信号时的操作的示意图；图26是表示另一逻辑处理电路LGC4的逻辑电路的电路图，在所述逻辑处理电路LGC4中，采取了防止第七信号的故障的措施。
图27是表示允许复位SR锁存(触发)电路的另一逻辑处理电路LGC5的逻辑电路的电路图；图28是表示允许改变电阻值的添加偏移信号发生电路OFS2的电路结构的电路图；图29是表示允许选择电阻值的添加偏移信号发生电路OFS3的电路结构的电路图；图30是表示根据采用电容耦合的第四变型的光电脉冲转换电路的电路图；图31是表示对反相第七信号和反相第八信号执行逻辑处理的逻辑处理电路xLGC的逻辑电路的电路图；图32是表示逻辑处理电路xLGC1的逻辑电路的电路图，在所述逻辑处理电路xLGC1中采取了xSxR锁存(触发)禁止逻辑的措施；图33是表示逻辑处理电路xLGC2的逻辑电路的电路图，在所述逻辑处理电路xLGC2中采取了防止反相第七信号的故障的措施；图34是表示允许复位xSxR锁存(触发)电路的逻辑处理电路xLGC3的逻辑电路的电路图；图35是表示根据相关技术1的光电脉冲转换电路的电路图；图36是表示I-V转换电路的同相电压信号V1P的变化的示意图；图37是表示第二差分放大电路AMP2的输出VO、参考电压REF和反相电脉冲信号xRX间的关系的示意图；图38是表示第一差分放大电路AMP1的输出(或者说第三差分信号V3P、V3M)和偏移补偿电压VOC的变化的示意图；图39是表示根据相关技术2的光电脉冲转换电路的电路图；图40是表示光学脉冲信号LT，电流信号Iin，差动I-V转换电路DIV的输出或者说同相电压信号VD1P，差分放大电路AMP的输出或者说第三差分信号V3P、V3M，以及偏移补偿电压VOC的变化的示意图；图41是表示根据相关技术3的光电脉冲转换电路的电路图；图42是表示已添加偏移电压VOS的差分信号VD3P、VD3M和反相电脉冲信号xRX之间的关系的示意图；图43是表示已由比较电路CMP添加滞后电压Vh的差分信号VD3P、VD3M和反相电脉冲信号xRX之间的关系的示意图；图44是表示自开始以来，当反相电脉冲信号xRX被反转(低电平)时，差分信号VD3P、VD3M和反相电脉冲信号xRX之间的关系的示意图。
具体实施例方式
(第一实施例)下面将参考图1-6说明本发明的第一实施例。根据图1中所示的第一实施例的光电脉冲转换电路100用在IrDA或其它光学通信中的接收电路中。即，光电脉冲转换电路把进入光电二极管PD的光学脉冲信号LT转换成相应的电脉冲信号xRX，同时保持脉冲tpw。之后，执行解调电路或以后各级其它电路中其它类型的必需处理。
除了用于抵消在第一差分放大电路AMP1中产生的DC偏移电压的DC偏移补偿电路110的结构不同之外，光电脉冲转换电路100的结构基本上和前面提及的光电脉冲转换电路10相同。
于是，按照和光电脉冲转换电路10中相同的方式，当光电二极管PD接收光学脉冲信号LT时，按照光线强度流动脉动电流信号Iin。随后I-V转换电路IV把该电流信号Iin转换成一对互补差分电压信号V1P、V1M，并输出这些信号。当输入大信号时的差分电压信号V1P、V1M的波形稍微不同于当输入小信号时的差分电压信号V1P、V1M的波形(参见图36)。即，当输入小信号时，得到具有脉冲宽度tpw的方波。但是，当输入大信号时，虽然波形具有一般的方波形状，但是该波形具有钝化的上升沿和钝化的下降沿。特别地，由于在第一计时t1之后，下降沿缓慢下降，因此如图36中所示，同相电压信号V1P也缓慢下降。
差分电压信号V1P、V1M随后被配有由虚线表示的DC偏移补偿电路110的第一差分放大电路AMP1放大，并且被第二差分放大电路AMP2进一步放大。第二差分放大电路AMP2的输出VO随后被用于产生参考信号VREF(如图37中所示)，并且把输出VO和参考信号VREF比较，以便获得具有对应于光学脉冲信号LT的脉冲宽度tpw的反相电脉冲信号xRX。
在光电脉冲转换电路100中，反向电脉冲信号xRX被用于抵消后面将描述的第一差分放大电路AMP1的DC偏移电压。即，如点划线所示，第二差分放大电路AMP2、参考电压发生电路REFG和比较电路CMP组成DC偏移补偿电路110的一部分，并且它们还被用于构成产生变换脉冲信号xVC的变换指令电路，所述变换脉冲信号xVC用于抵消DC偏移电压。
DC偏移补偿电路110配有功能转换滤波器LPHS，并且通过具有开关SW1、SW2的变换电路，第三差分信号V3P、V3M被输入具有保持功能的低通滤波器LPH中。借助输入的变换脉冲信号xVC，或者更具体地说，借助反向电脉冲信号xRX，功能转换滤波器LPHS可打开或关闭变换电路SW。借助变换电路SW的开关，可打开或关闭第三差分信号V3P、V3M的输入，并且在输入第三差分信号V3P、V3M的过程中，具有保持功能的低通滤波器LPH把通过低通过滤第三差分信号V3P、V3M产生的过滤的信号输出为偏移补偿信号VOC。另一方面，当第三差分信号V3P、V3M的输入被变换电路SW切断时，即使在完成变换之后，具有保持功能的低通滤波器LPH仍然维持输出在变换(切断)前输出的偏移补偿信号VOC。
下面将参考图2详细说明功能转换滤波器LPHS的电路结构。由点划线封闭的具有保持功能的低通滤波器LPH是包括晶体管M1-M6和电容器C1的运算放大器电路。在由电容器C1赋予低通特性的情况下，该电路对输入其中的第三差分信号V3P、V3M进行低通滤波，并通过晶体管M6输出最后得到的信号。另一方面，由虚线封闭的变换电路SW分别使用晶体管M7、M8作为变换开关SW1、SW2。当低电平信号作为变换脉冲信号xVC被输入反相器101时，通过反相器101，晶体管M7、M8被打开。这切断到晶体管M1、M2的第三差分信号V3P、V3M的输入，关闭晶体管M1、M2，并切断电流I0。从而，电荷保留在电容器C1中，因而借助晶体管M6，在电容器C1中形成电压。
由于变换电路SW按照这种方式根据变换脉冲信号xVC，在开关SW1和SW2之间转换，因此能够在滤波状态和保持状态之间转换，在所述滤波状态下，第三差分信号V3P、V3M被低通滤波，并且最后得到的滤波信号被输出为偏移补偿信号VOC，在所述保持状态下，对应于切断状态下的滤波信号的保持滤波信号被输出为偏移补偿信号VOC。此外，由于具有保持功能的低通滤波器LPH被配置成运算放大器电路，并且利用晶体管M7、M8配置变换电路SW的变换开关SW1、SW2，因此可以容易地设计低通特性和保持功能，并且可容易地把具有保持功能的低通滤波器和变换电路SW做成集成电路，所述具有保持功能的低通滤波器起低通滤波器和保持电路的作用。
参见图3(a)，在第一时段d1(从第一计时t1到第二计时t2)中，第三同相信号V3P保持低电平，反相电脉冲信号xRX，即变换脉冲信号xVC保持高电平[参见图3(b)]。在第一时段d1中，功能转换滤波器LPHS处于滤波状态。另一方面，在第二时段d2(从第二计时t2到第一计时t1)中，第三同相信号V3P保持高电平，而反相电脉冲信号xRX保持低电平[参见图3(b)]。在第二时段d2中，功能转换滤波器LPHS处于保持状态。
从图3(a)中可看出，第一时段d1对应于不存在光学脉冲信号LT，并且DC偏移电压主要产生于从第一差分放大电路AMP1输出的第三差分信号V3P、V3M之间的时段。另一方面，第二时段d2对应于输入脉冲信号，并且除了DC偏移电压之外，在从第一差分放大电路AMP1输出的第三差分信号V3P、V3M间形成放大后的脉冲信号，即AC分量的时段。
如上所述，功能转换滤波器LPHS的状态与反相电脉冲信号xRX同步变化。在第一时段d1中，功能转换滤波器LPHS处于滤波状态，并且通过过滤第三差分信号V3P、V3M产生的滤波信号被负反馈为偏移补偿信号VOC。在第一时段d1中，DC分量主要包含在偏移补偿信号VOC中。从而，借助负反馈可靠地抵消DC偏移电压。另一方面，在第二时段d2中，第三差分信号V3P、V3M被截止，并且在变换之前保持的滤波信号，即对应于主要包含DC分量的滤波信号的保持滤波信号被负反馈为偏移补偿信号VOC。于是，在第二时段d2内偏移补偿信号VOC中的主要分量是DC分量，从而AC分量不被负反馈。
由于这种处理的缘故，不同于前面说明的光电脉冲转换电路10(参见图38)的情况，在偏移补偿信号VOC中只包含极少的AC分量，并且AC分量不累积，如图3(c)中所示。这防止由于AC分量的负反馈而导致第三差分信号V3P、V3M失真或者丢失。一般认为图3(c)中所示的轻微波动是变换过程中的反馈延迟所造成的，因为负反馈由低通滤波器进行。
置于I-V转换电路Ⅳ和第一差分放大电路AMP1之间的混频电路(偏移加法电路)OFP被用于通过把偏移补偿电压VOC混合到差分电压信号V1P、V1M中，从而实现负反馈，产生第二差分信号V2P、V2M。更具体地说，如图4中所示，使用具有由晶体管MC1、电阻器RC1和晶体管MC3串联而成的电路和由晶体管MC2、电阻器RC2和晶体管MC4串联而成的电路的混频电路OFP。在混频电路OFP中，输入晶体管MC3栅极的偏移补偿信号VOC被用于调制输入晶体管MC1的同相电压信号V1P，从而得到第二同相信号V2P。从而在第二差分信号V2P、V2M间产生反相的偏移，从而抵消在第一差分放大电路AMP1的第三差分信号V3P、V3M间产生的DC偏移电压。
此外，由于如上所述，AC分量未在偏移补偿信号VOC中累积，因此第一差分放大电路AMP1的第三差分输出信号V3P、V3M不失真[参见图3(a)]。
信号V3P和V3M随后被第二差分放大电路AMP2放大。根据第二差分放大电路AMP2的输出VO，参考电压发生电路REFG产生参考电压VREF(参见图37)。随后比较电路CMP比较输出VO和参考电压VREF，产生反相电脉冲信号xRX。根据本发明的实施例，可得到无失真第三差分信号V3P、V3M。于是，能够获得脉冲宽度tpw准确对应于光学脉冲信号LT的脉冲宽度，并且在第二计时t2下降，在第一计时t1上升的反相电脉冲信号xRX。
由于根据该实施例，DC偏移补偿电路110被置于第一差分放大电路AMP1的差分输入端和差分输出端之间，因此第一差分放大电路AMP1的DC偏移电压被抵消。此外，能够获得免于归因于AC分量的累积的失真的第三差分信号V3P、V3M。于是，光电脉冲转换电路100可产生精确再现光学脉冲信号的上升和下降计时的反相电脉冲信号xRX。
在第一实施例中，在比较电路CMP得到的反相电脉冲信号xRX被用作变换脉冲信号xVC。但是，最好提供对反相电脉冲信号xRX施加逻辑处理的保持复位电路HR，如图1中虚线所示。例如，该保持复位电路HR具有如图5(a)中所示的逻辑电路结构。更具体地说，保持复位电路HR具有这样的结构，其中反相电脉冲信号xRX被输入相互并联的反相器121和延迟电路122，并且反相器121和延迟电路122的输出被输入NAND电路。
在保持复位电路HR中，当反相电脉冲信号xRX的电平在计时t0变成低电平时，变换脉冲信号xVC的电平同样变成低电平。当之后反相电脉冲信号xRX的电平恢复高电平时，变换脉冲信号xVC的电平同样恢复高电平[参见图5(b)]。但是，如果反相电脉冲信号xRX保持低电平，则在过去预定的一段时间T之后，变换脉冲信号xVC被设置为高电平。
下面将参考图6说明提供保持复位电路HR的优点。在根据第一实施例的光电转换电路100中，可获得对应于光学脉冲信号LT的反相电脉冲信号xRX。但是，如果在计时t0，由于电路中噪声的侵入或者其它原因，反相电脉冲信号xRX被反转为低电平，则变换脉冲信号xVC的电平同样变成低电平，从而使功能变换滤波器LPHS处于保持状态。在这种情况下，如果当整体光电脉冲转换电路100未被稳定时，即，当包括偏移补偿电路110的反馈系统不稳定或者其它情况时，发生故障，则与光学脉冲信号LT无关，根据保持状态下保持的偏移补偿电压VOC的量值和差分电压信号V1P、V1M，反相电脉冲信号xRX可能始终保持固定为低电平，如图6中的点划线所示。
另一方面，如果提供了保持复位电路HR，则即使如上所述反相电脉冲信号xRX保持低电平，在过去预定的一段时间T之后，变换脉冲信号xVC的电平仍会变成高电平，如图6中的实线所示。于是，功能变换滤波器被设定为滤波状态，从而使反相电脉冲信号xRX的电平恢复高电平。于是，能够允许按照光学脉冲信号LT正确地输出反相电脉冲信号xRX。
在第一实施例中，I-V转换电路IV和偏移加法电路OFP直接相连。但是，如图1中的虚线所示，该结构可以是这样的，使得电流信号Iin被I-V转换电路IV转换为相应的电压信号，并且所得到的电压信号由差分放大器AMP0放大，产生同相电压信号V1P和反相电压信号V1M，所述同相电压信号V1P和反相电压信号V1M被输入偏移加法电路OFP中。即，I-V转换电路是可接受的，只要它对电流信号进行电流-电压转换，并输出对应于电流信号的电压信号即可。可用作I-V转换电路的可能电路包括同时进行放大和电流—电压转换的电路，和在完成电流-电压转换之后进行放大的电路。
(第二实施例)下面将参考图7-9说明本发明的第二实施例。除了用于抵消在差分放大电路AMP中产生的DC偏移电压的DC偏移补偿电路210的结构之外，图7中所示的根据第二实施例的光电脉冲转换电路200的结构基本上和前面提及的光电脉冲转换电路20相同。
于是，在第二计时t2上升并在第一计时t1下降的光学脉冲信号LT被光电二极管PD接收，从而同样在光电脉冲转换电路200中得到电流信号Iin。随后，差分I-V转换电路DIV被用于把电流信号Iin转换成波形类似于电流信号Iin的差分波形的一对互补差分电压信号VD1P、VD1M，并输出所述电压信号。通过混频电路(偏移加法电路)OFP，差分电压信号VD1P、VD1M被转换成第二差分信号VD2P、VD2M，并且第二差分信号VD2P、VD2M由差分放大电路AMP放大，从而输出第三差分信号VD3P、VD3M。差分放大电路AMP配有偏移补偿电路210。此外，比较电路CMP比较第三差分信号VD3P、VD3M，以便得到反相电脉冲信号xRX。
在光电脉冲转换电路200中，得到并且随后放大波形类似于差分电流信号的波形的差分电压信号VD1P、VD1M，并且相互比较在第一计时t1和第二计时t2急剧变化的第三差分信号VD3P、VD3M。从而，得到的反相电脉冲信号xRX在第一或第二计时t1、t2急剧下降或上升，并且能够精确地再现光学脉冲信号LT的脉冲宽度tpw。此外，该电路还具有不需象相关技术1(参见图35)那样按照输出VO，使用参考电压发生电路REFG单独产生参考电压VREF的优点。
如同后面将说明的一样，反相电脉冲信号xRX被用于抵消光电脉冲转换电路200中的差分放大电路AMP的DC偏移电压。即，如图中点划线框所示，比较电路CMP也构成DC偏移补偿电路210的一部分，并且还被用作产生抵消DC偏移电压的特性变换脉冲信号xVC的特性变换指令电路。于是，比较电路CMP输出特性变换脉冲信号xVC(xRX)，所述特性变换脉冲信号在第一计时t1时上升，从而反转其逻辑状态，并在第二计时t2时下降，从而再次反转其逻辑状态。电路结构和第一实施例中使用的电路(参见图4)相同的电路可用作混频电路OFP。
DC偏移补偿电路210配有具有特性变换功能的低通滤波器LPC，所述低通滤波器LPC接收第三差分信号VD3P、VD3M。具有特性变换功能的低通滤波器LPC与输入的特性变换脉冲信号xVC同步，或者更具体地说，与反相电脉冲信号xRX同步，并且分别分两步改变其低通特征的截止频率fc和通过速率SR(fc1＜fc2，SR1＜SR2)。
下面将参考图8详细说明具有特性变换功能的低通滤波器LPC的电路结构。具有特性变换功能的低通滤波器LPC是包括晶体管M1-M6和电容器C1的运算放大器电路。在由电容器C1赋予低通特性的情况下，该电路对输入其中的第三差分信号VD3P、VD3M进行低通滤波，并通过晶体管M6输出最后得到的信号。用虚线封闭的特性变换电路CH配有反相器201和晶体管M9。当低电平作为变换脉冲信号xVC被输入该电路时，通过反相器201，晶体管M9被打开。随后，流过晶体管M9的电流I1作为流过运算放大器电路的电流被加入到由晶体管M5确定的电流I0中。从而，包括晶体管M9的运算放大器电路的通过速率从SR1(＝I0/C1)增大为SR2[＝(I0/I1)/C1]。
低通特性的截止频率也从fc1改变为fc2。假定差分输入级中晶体管M1-M4的传导率(transfer conductance)为gm(gm1，gm2)，当晶体管M9关闭时，增益G＝ΔVo/ΔVi＝gm1·(1/2πfc1)。在G＝1的情况下，如果频率(增益带宽)f＝fb1，则2πfb1＝gm1/C1。但是，这是由传导率gm1＝(I0·μ·Cox·W/L)产生的，这里μ是迁移率，Cox是栅电容，W是门脉冲宽度，L是门脉冲长度。
类似地，当晶体管M9打开时，增益G＝ΔVo/ΔVi＝gm2·(1/2πfc1)。在G＝1的情况下，如果频率(增益带宽)f＝fb2，则2πfb2＝gm2/C1。但是，这是由传导率gm2＝((I0+I1)·μ·Cox·W/L)产生的。
参见图9，如果具有特性变换功能的低通滤波器LPC具有作为低通特性的一级滞后特性，则在高频范围中，增益G1、G2具有-20dB/dec的梯度。于是，如果fo1是增益下降起始频率，则得到等式log(fo1)＝log(fc1)-0.15。从而，得到等式(log(fb1)-log(fc1)+0.15)×20＝G。据此，得到等式fc1＝fb1×10(3-G)/20，类似地得到fc2＝fb2×10(3-G)/20。
根据上述内容，发现fc1∝I0，fc2∝(I0+I1)。
当按照这种方式打开特性变换电路CH的晶体管M9，允许电流I1和低电平的特性变换脉冲信号xVC一起流动时，低通特性被置于第二种状态，在所述第二种状态下，截止频率和通过速度分别被增大到fc2和SR2。另一方面，当特性变换脉冲信号xVC被设置为高电平时，低通特性回到第一种状态，在所述第一种状态下，截止频率和通过速率被分别降低到fc1和SR1。根据第二实施例，反相电脉冲信号xRX被反转为在第一计时t1上升，并再次被反转为在第二计时t2下降被用作特性变换脉冲信号xVC。于是，可使包括反相器201和晶体管M9的特性变换电路CH的结构较为简单。
图10表示光电脉冲转换电路200不同部分的信号。要指出的是图10(d)中所示的从差分放大电路AMP输出的第三差分信号VD3P、VD3M的波形不同于放大前的波形[图10(c)中所示]，因为在本例中，依据幅度的上限和下限切去了波形的上部和下部。
如图10(a)中所示，进入光电脉冲转换电路200的光学脉冲信号LT在第二计时t2上升，并在第一计时t1下降。当光学脉冲信号LT保持低电平的时段为第一时段d1(从计时t1到t2)，并且光学脉冲信号LT保持高电平的时段为第二时段d2(从计时t2到t1)时，根据等式D＝d2/(d1+d2)得到光学脉冲信号LT的占空率D。由于已知光学脉冲信号LT的占空率D的平均值Da，因此调整前述运算放大器电路(参见图8)的电流值I0、I1，以致在根据第二实施例的光电脉冲转换电路200中，具有特性变换功能的低通滤波器LPC中的通过速率SR1和SR2之间的关系满足等式SR2/SR1＝(1-Da)/Da。
由于通过对从差分放大电路AMP输出的第三差分信号VD3P、VD3M[参见图10(d)]进行低通滤波，产生从具有特性变换功能的低通滤波器LPC输出的偏移补偿电压VOC，因此除了DC分量之外，它还含有低频AC分量。此外，如图10(a)～10(d)中所示，如果进入光电二极管的光学脉冲信号LT的强度较高(大信号)，则偏移补偿电压VOC的变化受到具有特性变换功能的低通滤波器LPC，即图8中所示的运算放大器电路的通过速率的限制。
于是，如图10(e)中所示，偏移补偿电压VOC的AC分量由第一时段d1内的通过速率SR1确定的斜率和第二时段d2内的通过速率SR2确定的斜率所代表。即，偏移补偿电压VOC以由第二时段d2内的通过速率SR2确定的斜率增大，并以由第一时段d1内的通过速率SR1确定的斜率减小。
由于存在如上所述由等式SR2/SR1＝(1-Da)/Da表述的关系，因此平均来说，第二时段d2中AC分量的增大值等于第一时段d1中AC分量的减小值。即，如图10(e)中所示，虽然由于AC分量的缘故，偏移补偿电压VOC反复增大和减小，但是偏移补偿电压VOC始终保持几乎相同的水平。于是，AC分量未被累积。
即使当这种偏移补偿电压VOC被混频电路OFP混合到差分电压信号VD1P、VD1M中，并被负反馈时，从差分放大电路AMP输出的第三差分信号VD3P、VD3M也只具有轻微的失真，如图10(f)中所示。即，和上述相关技术2的光电脉冲转换电路20不同，该电路不存在动态范围减小、信号幅度减小，以及极端情况下第三差分信号VD3P、VD3M消失的危险。于是能够获得精确地对应于光学脉冲信号LT的反相电脉冲信号xRX。
在上述情况下，由于大信号被输入具有特性变换功能的低通滤波器LPC，因此偏移补偿电压VOC的AC分量的波动由通过速率SR限制。另一方面，当输入相对较小的信号，并且AC分量的波动不受通过速率限制时，最好进行下述程序。即，当输入相对较小的信号时，AC分量的波动受具有特性变换功能的低通滤波器LPC的频率特征，具体地说截止频率fc(fc1，fc2)限制。
如果事先已知平均占空率Da，则调整前述运算放大器电路(参见图8)的电流值I0、I1，以致具有特性变换功能的低通滤波器LPC的截止频率fc1和fc2之间的关系满足等式fc2/fc1＝(1-Da)/Da。
偏移补偿电压VOC的AC分量以由第二时段d2中的截止频率fc2确定的斜率增加，并以由第一时段d1中的截止频率fc1确定的斜率减小。
由于存在如上所述由等式fc2/fc1＝(1-Da)/Da表述的关系，因此平均来说，第二时段d2中AC分量的增加值等于第一时段d1中AC分量的减少值。即使当输入较小的信号时，虽然由于AC分量的缘故而反复增大和减小，但是偏移补偿电压VOC仍然按照图10(e)中所示几乎相同的方式，保持几乎相同的水平。于是，AC分量未被累积。
于是，第三差分信号VD3P、VD3M只存在轻微的失真。不存在动态范围减小、信号幅度减小，以及极端情况下第三差分信号VD3P、VD3M消失的危险。于是能够获得精确对应于光学脉冲信号LT的反相电脉冲信号xRX。
易于理解，当光学脉冲信号LT的占空率D保持恒定(D＝Da)时，可得到相同的结果。
根据第二实施例，如上所述，由于DC偏移电路210被置于差分放大电路AMP的差分输入端和差分输出端之间，因此差分放大电路AMP1的DC偏移电压被抵消，并且能够得到失真较小的第三差分信号V3P、V3M，所述第三差分信号V3P、V3M幅度不减小，并且不会消失。于是，光电脉冲转换电路200能够产生精确再现光学脉冲信号的上升和下降计时的反相电脉冲信号xRX。
此外，和第一实施例中的保持复位电路HR一样，最好提供如图7中虚线中所示的特性复位电路LG1(参见图5和11)，所述特性复位电路LG1执行逻辑处理，并输出反相电脉冲信号xRX。如果由于电路中噪声的侵入或者其它原因，反相电脉冲信号xRX的电平被反转为低电平，则反相电脉冲信号xRX可能被始终固定为低电平，如图11中点划线所示，导致具有特性变换功能的低通滤波器LPC的通过速率和截止频率被分别固定为SR2和fc2。但是，通过提供特性复位电路LG1，如图11中实线所示，在过去预定的一段时间T之后，变换脉冲信号xVC被强制设置为高电平，从而使反相电脉冲信号xRX的电平恢复高电平。之后，该电路能够按照光学脉冲信号LT，正确地输出反相电脉冲信号xRX，并且具有特性变换功能的低通滤波器LPC的通过速率和截止频率再次变成可改变的。
根据第二实施例，提供了作为特性变换指令电路的比较电路CMP，并且特性变换电路CH按照特性变换指令电路提供的指令，在第一状态和第二状态之间进行变换。由于在分别对应于脉冲信号的下降沿和上升沿的第一计时和第二计时改变低通滤波器的特性，因此结构简单的特性变换电路CH能够完成变换。根据第二实施例，特性变换电路CH分两步改变低通滤波器的特性。但是，特性改变电路可被配置成按照这样的逐步方式把截止频率和通过速率从一个数值改变为另一数值，或者被配置成同时改变截止频率和通过速率。
在第二实施例中，差分I-V转换电路DIV和偏移加法电路OFP直接互连。但是，如图7中虚线所示，该结构可以是这样的，使得电流信号Iin被差分I-V转换电路DIV转换为差分电压信号，并被差分放大器AMP0放大，产生差分电压信号VD1P和VD1M，所述差分电压信号VD1P和VD1M随后被输入偏移加法电路OFP中。如上所述，任意差分I-V转换电路都是容许的，只要它把电流信号转换为一对相应的差分电压信号并输出这些差分电压信号即可，所述一对相应的差分电压信号的波形类似于电流信号的差分波形。从而，也可包括同时进行放大和转换的电路，或者在完成转换之后进行放大的电路。
此外，参见图12，代替差分I-V转换电路DIV，可使用第一实施例中使用的I-V转换电路IV和配有电容耦合电容器202、203的高通I-V转换电路HIV。即，该结构可以是这样的，使得借助电容器202、203对从I-V转换电路IV输出的差分电压信号V1P、V1M进行高通滤波，产生波形类似于第二实施例中的差分电压信号VD1P、VD1M的波形的差分电压信号VH1P、VH1M，并且最后得到的信号被输入混频电路OFP。
随后，和第二实施例中一样，添加偏移信号发生电路OFS混合该信号和偏移补偿信号VOC，并且信号随后被输入差分放大电路AMP。差分放大电路AMP的输出，即第三差分信号VH3P、VH3M被负反馈给具有特性变换功能的低通滤波器LPC，同时比较电路CMP比较所述第三差分信号VH3P、VH3M，以便获得反相电脉冲信号xRX。
当借助电容耦合进行高通滤波，而不是进行信号波形的差分时，按照这种方式仍然能够产生具有光学脉冲信号LT的脉冲宽度tpw的电脉冲信号RX、xRX。
此外，如图12中虚线所示，差分放大电路AMP0可布置在电容器202、203的后一级，以便在被输入混频电路OFP之前，来自电容器202、203的输出可被放大。
相反，代替电容器202、203，虚线所示的电容耦合电容器204、205可被布置在放大差分电压信号V1P、V1M的差分放大电路AMP0的后一级，放大后的这些信号随后通过电容器204、205被输入混频电路OFP中。
如上所述，可能的高通I-V转换电路包括对电流信号进行电流-电压转换，从而产生差分电压信号，并且通过电容耦合电容器输出差分电压信号的电路，以及在使信号通过电容器之后进行进一步放大，并且随后输出这些信号的电路。当把电流信号转换成差分电压信号，以便通过电容耦合电容器输出放大后的差分电压信号时，还包括被配置成同时进行放大和转换的电路，或者被配置成在完成转换之后进行放大的电路。
(第三实施例)下面将参考图13-18说明本发明的第三实施例。图13中所示的根据第三实施例的光电脉冲转换电路300的结构和前面提及的光电脉冲转换电路30的前半部分基本相同。但是，光电脉冲转换电路300的不同之处在于脉冲整形电路310包括位于差动差分放大电路DAMP之后各级中的添加偏移信号发生电路OFS，两个比较电路CMP1、CMP2和逻辑处理电路LGC，所述添加偏移信号发生电路OFS产生其中已添加有偏移电压的信号。
于是，在第二计时t2上升并在第一计时t1下降的光学脉冲信号LT被光电二极管PD接收，从而同样在光电脉冲转换电路300中得到电流信号Iin。之后，I-V转换电路IV把电流信号Iin转换为相应的电压信号V1，并输出所得到的电压信号V1。电压信号V1随后由差分放大电路AMP放大。差动差分放大电路DAMP进一步差分并放大第二差分信号V2P、V2M，并且随后输出一对互补差动差分信号VD1、VD2(同相第一信号VD1、反相第二信号VD2)。
随后通过把第一和第二偏移电压Δvof1、Δvof2添加到差动差分信号VD1、VD2中，光电脉冲转换电路300使用添加偏移信号发生电路OFS产生同相第三信号VD3，反相第四信号VD4，同相第五信号VD5和反相第六信号VD6。更具体地说，添加各个偏移电压，以使同相第五信号相对于同相第三信号VD3降低等于第一偏移电压Δvof1的量值，反相第六信号相对于反相第四信号降低等于第二偏移电压Δvof2的量值。
如果忽略在差动差分信号VD1和VD2间产生的DC偏移电压，则同相第一信号VD1的第一参考电压VD1B等于反相第二信号VD2的第二参考电压VD2B。于是，如上所述添加偏移电压，以使反相第四信号VD4的第四参考电压VD4B比同相第三信号VD3的第三参考电压VD3B相对高出等于第一偏移电压Δvof1的量值(参见图17、18)。同样添加偏移电压，以使反相第六信号VD6的第六参考电压VD6B比同相第五信号VD5的第五参考电压VD5B相对高出等于第二偏移电压Δvof2的量值。图17表示了输入小信号的情况，而图18表示了输入大信号作为光学脉冲LT的情况。
图14是表示添加偏移信号发生电路OFS的典型电路结构的电路图。添加偏移信号发生电路OFS包括由晶体管MI1、电阻器RI1和晶体管MI3串联而成的电路和由晶体管MI2、电阻器RI2和晶体管MI4串联而成的电路。由于恒定电流II1、II2分别流过晶体管M3、M4，因此分别在电阻器RI1、RI2的两端间产生恒定的第一偏移电压Δvof1和恒定的第二偏移电压Δvof2。按照分别输入晶体管MI1、MI2的基极的同相第一信号VD1和反相第二信号VD2输出信号。同时，同相第五信号变成比同相第三信号VD3稍低等于第一偏移电压Δvof1的量值，反相第六信号变成比反相第四信号VD4稍高等于第二偏移电压Δvof2的量值。如果在差动差分放大电路DAMP中产生DC偏移电压，则同相第一信号VD1和反相第二信号VD2的参考电平几乎相同。于是，通过添加第一和第二偏移电压Δvof1、Δvof2，易于获得这些信号(同相第三信号VD3、同相第五信号VD5、反相第四信号VD4、反相第六信号VD6)中的各个信号。
第一比较电路CMP1比较这样得到的同相第五信号VD5和反相第四信号VD4，得到第七信号，或者说反相第七信号，如后所述。另外，第二比较电路CMP2比较这样得到的同相第三信号VD3和反相第六信号VD6，得到第八信号或者说反相第八信号，如后所述。
图15是表示差动差分放大电路DAMP的典型电路结构的电路图。在电阻器RD1和晶体管MD1、MD3串联而成的电路和电阻器RD2和晶体管MD2、MD4串联而成的电路之间插入电容器Cd1。于是，当一对互补的第二差分信号V2P、V2M被输入输入端时，通过差动所述输入信号产生的一对互补的差动差分信号VD1、VD2分别从输出端输出。
图16是表示第一和第二比较电路CMP1、CMP2的典型电路结构的电路图。它们是包括晶体管MH1-MH7和电阻器RH1-RH3的具有滞后作用的比较电路。
下面说明添加偏移信号发生电路OFS和第一及第二比较电路CMP1、CMP2的操作。下面首先说明光学脉冲信号LT是较小信号的情况下的操作。由于在这种情况下，第二差分信号V2P、V2M也具有相对较小的幅度，因此通过差分这些信号而得到的信号，即差动差分信号VD1、VD2具有在第一和第二计时t1、t2急剧上升(下降)的波形，并且之后逐渐衰减。于是，已加入偏移电压的同相第三信号VD3、反相第四信号VD4、同相第五信号VD5和反相第六信号VD6具有在第二计时t2急剧上升(下降)，之后逐渐衰减，并在第一计时t1沿相反方向急剧下降(上升)，之后逐渐衰减的波形，如图17(a)中所示。
当在图17(a)中所示的图中，把同相第五信号VD5叠加到反相第四信号VD4上，同相第三信号VD3叠加到反相第六信号VD6上时，由于如上所述已添加了第一偏移电压Δvof1和第二偏移电压Δvof2，因此显示出在这些信号的参考电压VD3B等之间分别存在等于第一偏移电压Δvof1和第二偏移电压Δvof2的电位差。参见图13和14，当同相第五信号VD5被输入第一比较电路CMP1的同相输入端CIP，反相第四信号VD4被输入第一比较电路CMP1的反相输入端C1M时，可得到在计时t2上升的第七信号VR[参见图17(b)]。当同相第三信号VD3被输入第二比较电路CMP2的反相输入端C2M，并且反相第六信号VD6被输入第二比较电路CMP2的同相输入端C2P时，可得到在计时t1上升的第八信号VF。即，在前面提及的光电脉冲转换电路30中，只使用一个比较电路CMP产生在计时t2下降和在计时t1上升的反相电脉冲信号xRX。另一方面，根据第三实施例，计时t2由第一比较电路检测，计时t1由第二比较电路检测。
之后，逻辑处理电路LGC处理第七信号VR和第八信号VF，得到如图13中所示的同相电脉冲信号RX和反相电脉冲信号xRX。作为逻辑处理电路LGC，任意逻辑处理都是容许的，只要它能够通过利用第七信号VR和第八信号VF的相应上升沿实现逻辑反转即可。例如，由于结构简单或其它原因，可采用如图19中所示的包括反相器321、322和NAND器件323、324的已知SR锁存(触发)电路。通过利用逻辑处理电路(SR锁存电路)LGC，把第七信号VR输入S端，并把第八信号输入R端，能够得到在计时t2下降，在计时t1上升，并且脉冲宽度tpw与光学脉冲信号LT的脉冲宽度基本相同的反相电脉冲信号xRX。
下面将说明光学脉冲信号LT是相对较大信号情况下的操作。由于这种情况下第二差分信号V2P、V2M具有相对较大的幅度，通过差动这些信号得到的信号，即差动差分信号VD1、VD2摆向上限值和下限值，表现出在计时t2和t1急剧上升(下降)，并且使顶端(底端)被切去从而平直的波形。已加入偏移电压的同相第三信号VD3、反相第四信号VD4、同相第五信号VD5和反相第六信号VD6也表现出在计时t2急剧上升(下降)，具有被剪切成平直的顶端(底端)，并在计时t1反向急剧下降(上升)，具有被剪切成平直的底端(顶端)的波形，如图18(a)中所示。
当在图18(a)中所示的图中把同相第五信号VD5叠加到反相第四信号VD4上，并把同相第三信号VD3叠加到反相第六信号VD6上时，由于第一偏移电压Δvof1和第二偏移电压Δvof2也被添加到这些信号中，因此显示出在这些信号的参考电压VD3B等之间存在等于第一偏移电压Δvof1和第二偏移电压Δvof2的压差。
于是，可从第一比较电路CMP1得到在计时t2上升的第七信号VR[参见图18(b)]。另外，可从第二比较电路CMP2得到在计时t1上升的第八信号VF。随后当SR锁存(触发)电路LGC处理第七信号VR和第八信号VF时，和在小信号的情况一样，在大信号的情况下，也可得到脉冲宽度tpw和光学脉冲信号LT的脉冲宽度基本相同的反相电脉冲信号xRX。
如上所述，不管输入的是大信号还是小信号，根据第三实施例的光电脉冲转换电路300毫无例外均可产生精确再现光学脉冲信号LT的脉冲宽度tpw的电脉冲信号RX、xRX。
此外，考虑到归因于噪声的故障，第一偏移电压Δvof1和第二偏移电压Δvof2可被设置为适当的数值，与为第一和第二比较电路CMP1、CMP2设置的滞后电压无关。另外，把滞后电压设置为能够阻止比较电路中的颤动的较小数值就足够了。
第二偏移电压Δvof2最好被设置成等于或小于第一偏移电压Δvof1的数值。第二偏移电压Δvof2被添加到同相第三信号VD3的参考电压VD3B和反相第六信号VD6的参考电压VD6B之间。根据同相第三信号VD3和反相第六信号VD6，产生用于使电路LGC复位的第八信号VF。由于优先考虑可靠复位SR锁存(触发)电路LGC的能力，而不是防止归因于噪声的故障，因此最好保持Δvof1＞Δvof2的关系。
(第一变型)虽然根据第三实施例，SR锁存(触发)电路被用作逻辑处理电路LGC，但是仍可增加功能。例如，除了给出第二计时的第七信号VR和给出第一计时的第八信号之外，图20中所示的逻辑处理电路LGC2还采用复位逻辑处理电路LGC2，把同相电脉冲信号RX设置为低电平，并把反相电脉冲信号xRX设置为高电平的复位信号RE。在逻辑处理电路LGC2中，NOR器件327对通过利用延迟电路328延迟第七信号VR产生的延迟第七信号SDL1，第八信号VF和复位信号RE进行NOR处理。所得到的输出被输入包括NAND器件324、325的xSxR锁存(触发)电路323的xR端。另一方面，NAND器件326对第七信号和来自NOR器件327的输出进行NAND处理，所得到的输出被输入xSxR锁存(触发)电路323的xS端。
图21中所示的电路结构可用作延迟电路328。即，在延迟电路328中，晶体管ML1和电容器CL1并联连接。电源IL与由晶体管ML1和电容器CL1构成的并联电路串联。当第七信号VR被输入晶体管ML1的栅极，并且第七信号VR的电平变为高电平时，晶体管ML1被打开，导致电容器CL1放电。当第七信号的电平恢复低电平时，晶体管ML1被关闭，电荷逐渐存储在电容器CL1中，导致其端电压线性增大。通过经缓冲电路BVF输出电容器CL1的端电压，产生第九信号SDL1，并且当第七信号VR上升到高电平时，第九信号SDL1的电平被反转为低电平。随后，在过去一段时间T2之后，第九信号SDL1上升。
另一方面，图22中所示的电路结构可用作延迟电路328。即，在晶体管ML1和电容器CL1并联连接，并且电源IL与由晶体管ML1和电容器CL1构成的并联电路串联相连的电路中，NAND器件G2对电容器CL1的端电压和通过利用反相器G1反转第七信号VR产生的反相第七信号xVR进行NAND处理，产生延迟的第七信号SDL2。延迟的第七信号SDL2产生落后于第七信号VR预定时段T2的脉冲。
和上面描述的SR锁存(触发)电路LGC(参见图19)中一样，在具有这种结构的逻辑处理电路LGC2中，由第七信号VR和第八信号VF得到同相电脉冲信号RX和反相电脉冲信号xRX。
此外，即使由于某些原因产生SR锁存(触发)电路的禁止逻辑，即如图23中所示，第七信号VR和第八信号VF的电平都变成高电平，逻辑处理电路LGC2也能正确工作。这是因为通过利用NOR器件327反转第八信号VF产生的信号被输入xSxR锁存(触发)电路323的xR端，同时，第八信号VF与第七信号VR一起受到NAND器件326进行的NAND处理，所得到的信号被输入xS端。于是，如果产生禁止逻辑，则xSxR锁存(触发)电路323被复位，并且反相电脉冲信号xRX的电平变成高电平，如图23中所示。
可采用图24中所示的逻辑处理电路LGC3实现这种功能。即，借助反相器331反转第八信号VF，产生反相第八信号xVF。随后反相第八信号xVF被输入xSxR锁存(触发)电路323的xR端，并且第八信号VF与第七信号VR一起经受NAND器件332进行的NAND处理，所得到的信号随后被输入xS端。
参见图25，在SR锁存(触发)电路LGC中，在正常条件下，即当光学脉冲信号LT进入并且第七信号VR的电平变成高电平时，在经过脉冲宽度tpw之后，如虚线所示产生第八信号VF。但是，如果由于第一比较电路CMP1的故障的缘故，第七信号的电平变成高电平，则不产生相应的第八信号VF脉冲。另一方面，由于第二比较电路CMP2的故障的缘故，第八信号VF可保持低电平。这种情况下，SR锁存(触发)电路LGC不被复位。从而，即使之后输入真实的第七信号VR，电路也不能确定它是真实的第七信号VR。
另一方面，由于逻辑处理电路LGC2配有延迟电路328，在第七信号变成低电平并且过去预定的一段时间T2之后，第九信号SDL1或延迟的第七信号SDL2被输入NOR器件327。从而，xSxR锁存(触发)电路323被强制复位。于是，反相电脉冲信号xRX的电平恢复高电平，从而此后允许电路正常工作。
预定时段T2需要被设定为大于光学脉冲信号LT的脉冲宽度tpw的数值。
可采用图26中所示的逻辑处理电路LGC4实现该功能。即，第七信号VR通过反相器333被反转，并被输入xSxR锁存(触发)电路323的xS端。另外，延迟电路328处理第七信号VR，产生第九信号SDL1或延迟的第七信号SDL2，所述第九信号SDL1或延迟的第七信号SDL2与第八信号VF一起经受NOR器件334进行的NOR处理，得到的信号随后被输入xR端。
另外，在上面提及的图20中所示的逻辑处理电路LGC2中，通过把复位信号RE设为高电平，可使xSxR锁存(触发)电路323复位。例如，当起动该电路时，可使xSxR锁存(触发)电路323复位，以防止其故障。
图27中所示的逻辑处理电路LGC5可用于实现这种功能。即，在逻辑处理电路LGC5中，利用反相器335反转第七信号VR，并且反转后的第七信号VR被输入xSxR锁存(触发)电路323的xS端，而第八信号VF和复位信号RE受到NOR器件336进行的NOR处理，所得到的信号随后被输入xR端。
(第二变型)根据第三实施例，添加偏移信号发生电路OFS(参见图14)所添加的第一和第二偏移电压Δvof1、Δvof2被固定。添加所述偏移电压，以便防止起因于噪声等的故障，并且随着光电脉冲转换电路300的安装环境或其它因素的不同，噪声的量值发生极大的变化。于是，最好允许第一和第二偏移电压Δvof1、Δvof2能够根据需要而变化。
在根据第二变型的添加偏移信号发生电路OFS2中，如图28中所示，使用可变电阻器代替添加偏移信号发生电路OFS(参见图14)中采用的电阻器RI1、RI2。更具体地说，使用MOS型晶体管，并且控制其栅极电压VG1、VG2，改变MOS型晶体管MI5、MI6的开态(ON)电阻器VRI1、VRI2。
这允许利用栅极电压VG1和VG2，分别持续控制由流经开态电阻器VRI1、VRI2的恒定电流II1、II2引起的，在MOS型晶体管MI5、MI6的源极和漏极之间产生的压差(第一和第二偏移电压Δvof1、Δvof2)。如上所述，最好维持Δvof1＞Δvof2的关系。
(第三变型)图29表示了根据第三变型的添加偏移信号发生电路OFS3的电路结构。根据第三变型，N位D/A转换器被用作代替添加偏移信号发生电路OFS(参见图14)中的电阻器RI1、RI2的变换可变电阻器VRI3、VRI4。即，通过借助控制端VOF31～VOF3N的N个单元发送数字信号，完成装入D/A转换器VRI3中的电阻器间的适当变换。类似地，通过借助控制端VOF41～VOF4N的N个单元发送数字信号，完成装入D/A转换器VRI4中的电阻器间的适当变换。
从而，通过分别利用控制端VOF31～VOF3N和VOF41～VOF4N，能够分步改变由于流经D/A转换器VRI3，VRI4的恒定电流II1、II2的缘故而在D/A转换器VRI3，VRI4两端间产生的压差(第一和第二偏移电压Δvof1和Δvof2)。
类似地，最好维持Δvof1＞Δvof2的关系。
(第四变型)下面将参考图30说明第四变型。在上面提及的根据第三实施例的光电脉冲转换电路300中，电压信号V1被差分放大电路AMP放大，并且差动差分放大电路DAMP被用于差分并放大第二差分信号V2P、V2M，从而输出差动差分信号V2P、V2M。另一方面，在根据第四变型的光电脉冲转换电路400中，代替差动差分放大电路DAMP，差分放大电路AMP3被用于产生第三差分信号V3P、V3M。这些信号随后通过电容耦合电容器401、402被高通滤波，从而产生波形类似于第三实施例中差分信号VD1、VD2的波形的差分信号VH1、VH2(同相第一信号VH1，反相第二信号VH2)，并且差分信号VH1、VH2被输入添加偏移信号发生电路OFS中。
随后，和第三实施例中一样，添加偏移信号发生电路OFS添加第一和第二偏移电压Δvof1、Δvof2，产生同相第三信号VH3、反相第四信号VH4、同相第五信号VH5和反相第六信号VH6。之后，第一比较电路CMP1比较同相第五信号VH5和反相第四信号VH4，第二比较电路CMP2比较同相第三信号VH3和反相第六信号VH6，产生第七信号VR和第八信号VF，随后逻辑处理电路LGC对第七信号VR和第八信号VF进行逻辑处理，从而得到同相电脉冲信号RX和反相电脉冲信号xRX。
即使当使用借助电容耦合的高通滤波来代替如上所述的对信号波形进行差动，也能够产生具有光学脉冲信号LT的脉冲宽度tpw的电脉冲信号RX、xRX。
(第五变型)在第三实施例和第一变型中，第一和第二比较电路CMP1、CMP2被用于获得第七信号VR和第八信号VF，SR锁存(触发)电路LGC被用于执行逻辑处理，借此获得同相电脉冲信号RX和反相电脉冲信号xRX。但是，第一和第二比较电路CMP1、CMP2的同相输入端C1P、C2P和反相输入端C1M、C2M可相互交换，以便获得反相第七信号xVR和反相第八信号xVF，之后逻辑处理电路xLGC可被用于执行逻辑处理。
包括NAND器件324、325的xSxR锁存(触发)电路323(见图31)是用作逻辑处理电路xLGC的例证电路。通过使用该电路，可使逻辑处理电路的电路结构较为简单。
另一例子是逻辑处理电路xLGC1。如图32中所示，在逻辑处理电路xLGCl中，为了防止起因于xSxR锁存(触发)电路的禁止逻辑(即反相第七信号xVR和反相第八信号xVF都为低电平)的故障状态，并确保正确输出同相电脉冲信号RX和反相电脉冲信号xRX，反相第八信号xVF被输入xSxR锁存(触发)电路323的xR端，并由OR器件342对通过利用反相器341反转反相第八信号xVF产生的第八信号VF和反相第七信号xVR进行OR处理，所得到的信号被输入xS端。
另一例子是逻辑处理电路xLGC2。如图33中所示，在逻辑处理电路xLGC2中，反相第七信号xVR被输入xSxR锁存(触发)电路323的xS端，同时，反相第七信号xVR被延迟电路344处理，产生延迟的反相第七信号xSDL，所述延迟的反相第七信号xSDL随后和反相第八信号xVF一起被AND器件345进行AND处理，所得到的信号被输入xR端。从而，即使由于噪声或其它原因，反相第七信号xVR的电平变成低电平，通过设置xSxR锁存(触发)电路323，在过去预定的一段时间之后，仍可强制复位xSxR锁存(触发)电路323。于是，由于之后正确地对反相第七信号xVR和反相第八信号xVF进行了逻辑处理，因此能够获得正确的同相电脉冲信号RX和反相电脉冲信号xRX。
另一个例子是逻辑处理电路xLGC3。如图34中所示，在逻辑处理电路xLGC3中，反相第七信号xVR被输入xSxR锁存(触发)电路323的xS端，同时，OR器件343对反相第八信号xVF和反相复位信号xRE进行OR处理，所得到的信号被输入xR端。从而，当通过输入反相复位信号xRE起动该电路时，可强制复位逻辑处理电路xLGC3。
虽然已参考实施例及其变型说明了本发明，但是要明白本发明并不局限于这里公开的实施例，并且在本发明的精神和范围内可做出各种改变和修改。
例如，在第一和第二实施例中，DC偏移补偿电路110、210应用于第一差分放大电路AMP1，以便以比较电路CMP的输出的形式得到反相电脉冲信号xRX。但是，根据本发明的DC偏移补偿电路的目的并不局限于借助比较电路等产生脉冲信号。即，从第一差分放大电路AMP1输出的第三差分信号V3P、V3M或者从第二差分放大电路AMP2输出的信号VO可用于其它信号处理。
在第一和第二实施例中，由第二差分放大电路AMP2、参考电压发生电路REFG或比较电路CMP产生的反相电脉冲信号xRX被用于实现功能变换滤波器LPHS的滤波状态和保持状态之间的转换，或者用于实现具有特性变换功能的低通滤波器LPS的特性之间的转换。即，与通过利用比较电路等，使从差分放大电路输出的差分信号V3P、V3M或差分信号VD3P、VD3M双态化而产生的双态信号(反相电脉冲信号xRX或同相电脉冲信号RX)同步地控制变换计时。于是，可使变换计时与基准脉冲信号(光学脉冲信号LT、电流信号Iin等)的上升和下降精确同步。
但是，并不需要利用第二差分放大电路AMP2、参考电压发生电路REFG或比较电路CMP，根据来自已执行DC偏移补偿的差分放大电路的输出产生变换脉冲信号xVC。可根据输入信号等单独得到变换指令信号。
在第二实施例中，差分I-V转换电路DIV被用于输出波形类似于电流信号Iin的差分波形的一对互补差分电压信号VD1P、VD1M。但是可利用I-V转换电路IV一次把电流信号Iin转换成电压波形，之后通过利用差分电路或差分放大器，可得到差分波形。另外，来自I-V转换电路的输出可通过电容耦合或通过高通滤波器被输出，从而产生一般类似于随后被处理的差分波形的高通波形。
此外，根据第一和第二实施例，单级第一差分放大电路AMP1(第一实施例)或差分放大电路AMP(第二实施例)的DC偏移电压被抵消。但是，多级差分放大电路的DC偏移电压也可被抵消。
权利要求
1.一种DC偏移补偿电路，其置于差分放大电路的一对差分输出端和一对差分输入端之间，并且抵消差分输出信号之间的DC偏移电压，所述差分放大电路放大输入其差分输入端的一对差分输入信号，并从其差分输出端输出一对差分输出信号，所述DC偏移补偿电路包括对输入其中的差分输出信号进行低通滤波以输出滤波信号的低通滤波器；把一对混频差分输入信号输出给所述差分放大电路的差分输入端的混频电路，通过使滤波信号与所述差分输入信号进行混频从而执行负反馈来产生所述一对混频差分输入信号；改变低通滤波器的截止频率和通过速率的特性改变电路。
2.按照权利要求1所述的DC偏移补偿电路，其中，所述特性改变电路是实现至第一状态或至第二状态间的变换的特性变换电路，在所述第一状态下，低通滤波器的截止频率是第一截止频率fc1，通过速率是第一通过速率SR1，在所述第二状态下，低通滤波器的截止频率是第二截止频率fc2，通过速率是第二通过速率SR2；所述DC偏移补偿电路包括特性变换指令电路，当所述差分输入信号是通过对在第一计时下降并在第二计时上升的基准脉冲信号进行差分或高通滤波得到的一对脉冲差动差分输入信号时，该特性变换指令电路输出给出在所述第一计时变换到第一状态的指令的特性变换脉冲信号，以及输出给出在所述第二计时变换到第二状态的指令的特性变换脉冲信号；该特性变换电路被配置成按照所输入的特性变换脉冲信号，在所述第一计时把低通滤波器的状态从第二状态改变成第一状态，以及在所述第二计时把低通滤波器的状态从第一状态改变成第二状态。
3.按照权利要求2所述的DC偏移补偿电路，其中，所述特性变换指令电路输出在所述第一计时上升或下降从而反转其逻辑状态，并且在所述第二计时下降或上升从而再次反转其逻辑状态的所述特性变换脉冲信号。
4.按照权利要求2所述的DC偏移补偿电路，其中，当所述基准脉冲信号具有平均占空率Da时，低通滤波器特性的第一截止频率fc1和第二截止频率fc2满足由等式fc2/fc1＝(1-Da)/Da表述的关系。
5.按照权利要求2所述的DC偏移补偿电路，其中，当所述基准脉冲信号具有平均占空率Da时，低通滤波器特性的第一通过速率SR1和第二通过速率SR2满足由等式SR2/SR1＝(1-Da)/Da表述的关系。
6.一种具有DC偏移补偿电路的差分放大电路，该差分放大电路放大输入一对差分输入端的一对差分输入信号，并从一对差分输出端输出一对差分输出信号，其中，所述的DC偏移补偿电路置于该差分放大电路的差分输出端和差分输入端之间，并且抵消差分输出信号之间的DC偏移电压，该DC偏移补偿电路包括对输入其中的差分输出信号进行低通滤波以输出滤波信号的低通滤波器；把一对混频差分输入信号输出给所述差分放大电路的差分输入端的混频电路，通过使滤波信号与所述差分输入信号进行混频从而执行负反馈来产生所述一对混频差分输入信号；改变低通滤波器的截止频率和通过速率的特性改变电路。
7.一种把光学脉冲信号转换成相应的电脉冲信号的光电脉冲转换电路，包括把光学脉冲信号转换成相应的电流信号，并输出该电流信号的光-电流电路；把电流信号转换成一对相应的差分电压信号，并通过电容耦合电容器输出所述差分电压信号的高通I-V转换电路，或者把电流信号转换成波形与借助电流信号的差分得到的信号的波形相似的一对差分电压信号的差分I-V转换电路；差分放大电路，该差分放大电路用于放大相应于输入到一对差分输入端的一对差分输入信号的所述差分电压信号，并从一对差分输出端输出一对差分输出信号；置于所述差分放大电路的所述一对差分输出端和所述一对差分输入端之间、并且抵消差分输出信号之间的DC偏移电压的DC偏移补偿电路，所述DC偏移补偿电路包括对输入其中的差分输出信号进行低通滤波以输出滤波信号的低通滤波器；把一对混频差分输入信号输出给所述差分放大电路的差分输入端的混频电路，通过使滤波信号与所述差分输入信号进行混频从而执行负反馈来产生所述一对混频差分输入信号；改变低通滤波器的截止频率和通过速率的特性改变电路；和根据差分输出信号输出电脉冲信号的脉冲发生电路。
8.一种光电脉冲转换电路，用于把在第一计时下降并在第二计时上升的的光学脉冲信号至少转换成在所述第一计时下降并在所述第二计时上升的同相电脉冲信号，或者在所述第一计时上升并在所述第二计时下降的反相电脉冲信号，所述光电脉冲转换电路包括把光学脉冲信号转换成相应的电流信号，并输出该电流信号的光-电流转换电路；把电流信号转换成一对相应的差分电压信号并通过电容耦合电容器输出该差分电压信号，或者在使该差分电压信号通过该电容器并且随后对其进行放大之后输出该差分电压信号的高通I-V转换电路，或者把电流信号转换成波形与所述电流信号的差分波形相似的一对差分电压信号，并输出所述差分电压信号的差分I-V转换电路；放大所述差分电压信号并输出一对差分输出信号的差分放大电路；和根据所述差分输出信号，至少输出所述同相电脉冲信号或所述反相电脉冲信号的脉冲发生电路；其中，所述差分放大电路包括DC偏移补偿电路，该DC偏移补偿电路置于该差分放大电路的一对差分输出端和一对差分输入端之间，并且抵消差分输出信号之间的DC偏移电压，该DC偏移补偿电路包括对输入其中的差分输出信号进行低通滤波以输出滤波信号的低通滤波器；把一对混频差分输入信号输出给所述差分放大电路的差分输入端的混频电路，通过使滤波信号与所述差分输入信号进行混频从而执行负反馈来产生所述一对混频差分输入信号；改变低通滤波器的截止频率和通过速率的特性改变电路。
9.按照权利要求8所述的光电脉冲转换电路，其中，所述特性改变电路是特性变换电路，该特性变换电路按照所输入的同相电脉冲信号或反相电脉冲信号实现至第一状态和至第二状态间的变换，在所述第一状态下，低通滤波器的截止频率及通过速率是第一计时的第一截止频率fc1和第一通过速率SR1，在所述第二状态下，低通滤波器的截止频率及通过速率是第二计时的第二截止频率fc2和第二通过速率SR2。
10.按照权利要求9所述的光电脉冲转换电路，其中，当所述脉冲信号具有平均占空率Da时，低通滤波器特性的第一截止频率fc1和第二截止频率fc2满足由等式fc2/fc1＝(1-Da)/Da表述的关系。
11.按照权利要求9所述的光电脉冲转换电路，其中，当所述脉冲信号具有平均占空率Da时，低通滤波器特性的第一通过速率SR1和第二通过速率SR2满足由等式SR2/SR1＝(1-Da)/Da表述的关系。
全文摘要
提供了一种能够抵消在差分放大电路的一对差分输出信号间产生的DC偏移电压，同时防止由于AC分量的累积而引起的信号波形的失真的DC偏移补偿电路，以及一种通过抵消DC偏移电压，能够产生精确再现光学脉冲信号的上升计时和下降计时的电脉冲信号的光电脉冲转换电路。光电脉冲转换电路配有光电二极管、I－V转换电路、具有DC偏移补偿电路的第一差分放大电路、第二差分放大电路、参考电压发生电路和比较电路。DC偏移补偿电路使用变换电路与反相电脉冲信号同步地改变具有保持功能的低通滤波器的状态，并完成通过对第三差分信号进行低通滤波而产生的滤波信号或者保持滤波信号的负反馈，所述保持滤波信号是变换过程中保持的滤波信号。
文档编号H03F3/08GK1606236SQ200410085098
公开日2005年4月13日 申请日期2002年1月30日 优先权日2001年2月1日
发明者尾野彰彦 申请人:富士通株式会社