专利名称：高精度频率可选rc振荡器的制作方法
技术领域：
本发明涉及MOS数字集成电路，具体涉及一种高精度频率可选RC振荡器。
背景技术：
RC振荡器即阻容振荡器(R电阻；C电容)。现有普通RC振荡器主要由电阻、电容、反相器及放电MOS管等组成，如图1所示，其中，电阻R为外接电阻，而电容C、反相器INV1～INV4和放电NMOS管N1由集成电路构成。
图1电路的工作原理如下当V1的电压低于反相器INV1的阈值电压(或称翻转点)Vtinv1时，INV1的输出为高电平，该电平经反相器IINV2，INV3和INV4延时、反向、整形后输出的信号V2为低电平。此时，放电NMOS管N1关断，VDD通过电阻R对电容C充电，使V1电位上升。当V1上升至略高于Vtinv1时，反相器INV1的输出电平翻转为低电平，经反相器INV2，INV3，INV4延时、反向、整形后输出高电平，即V2变为高电平，从而使放电NMOS管N1导通，电容C通过N1迅速放电。V1随即迅速下降至Vtinv1并继续快速下降，反相器INV1的输出翻转为高电平，此信号经INV2，INV3，INV4延时、反向、整形后变为低电平，即V2变为低电平，从而使N1放电NMOS管关断。如此循环往复，就形成了RC振荡。RC连接点V1的充放电波形和RC振荡器的输出波形V2如图2所示。
然而，上述RC振荡器存在的缺点是(1)稳定性差，即振荡频率随VDD电压的变化而产生较大的漂移，其原因是当外接电阻R和反相器INV1的阈值电压确定后，VDD电压的变化带来电容C充电时间的不同，最终使振荡频率发生变化。(2)振荡周期可调性差，即一般情况振荡周期为固定值，但从集成电路设计角度，当要求振荡周期较长时，必须加大电容值。芯片内部的电容一般由多晶(POLY)或金属(METAL)等为极板做成，做大电容值就要占用较大的面积，从而增加了芯片的加工成本。若试图通过增大外接电阻值来增加振荡周期，则振荡器的频率稳定性又会受到影响。
若用施密特反相器取代图1中的INV1，可以解决上述问题(2)。这是因为施密特反相器有两个翻转点输入从低到高、输出从高到低的翻转点Vt1；输入从高到低、输出从低到高的翻转点Vt2。很明显，增大Vt1和Vt2之间的差值，就可增大RC振荡器的振荡周期。这样虽然解决了问题(2)，但问题(1)仍然得不到解决，无论如何改变电路中各管子的大小，都很难得到理想的结果。提高INV1的阈值电压，也能延长振荡周期，但仍然解决不了问题(1)。
发明内容
本发明提供了一种高精度频率可选RC振荡器，其目的是要在拓宽RC振荡器振荡周期的可选范围的同时，提高RC振荡器的稳定性，以克服上述RC振荡器存在的问题。
为达到上述目的，本发明采用的技术方案是一种高精度频率可选RC振荡器，包括外接电阻R、电容C、放电NMOS管N1、四个反相器INV1～INV4、一个反相器INV5或一个与非门ND3、两个与非门ND1～ND2和两个阈值可调反相器SPINV1、SPINV2；外接电阻R和电容C在电源VDD与地线VCC之间构成充电回路，放电NMOS管N1漏极D接电容C的电压端V1，源极S接地线VCC，栅极G接振荡器输出端V2；一个阈值可调反相器SPINV1由三个PMOS管P3～P5和一个NMOS管N5组成，PMOS管P4与PMOS管P5串联后与PMOS管P3并联，PMOS管P3和PMOS管P4的源极S接电源VDD，PMOS管P3和PMOS管P5的漏极D接NMOS管N5的漏极D，NMOS管N5的源极S接地线VSS；PMOS管P5的栅极G作为阈值可调反相器SPINV1的振频选择端，PMOS管P3、PMOS管P4和NMOS管N5的栅极G并联作为阈值可调反相器SPINV1的输入端，NMOS管N5的漏极D接出作为阈值可调反相器SPINV1的输出端；另一个阈值可调反相器SPINV2由三个NMOS管N2～N4和一个PMOS管P6组成，NMOS管N3与NMOS管N4串联后与NMOS管N2并联，NMOS管N2和NMOS管N4的源极S接地线VCC，NMOS管N2和NMOS管N3的漏极D接PMOS管P6的漏极D，PMOS管P6的源极S接电源VDD；NMOS管N3的栅极G作为阈值可调反相器SPINV2的振频选择端，NMOS管N2、NM0S管N4和PMOS管P6的栅极G并联作为阈值可调反相器SPINV2的输入端，PMOS管P6的漏极D接出作为阈值可调反相器SPINV2的输出端；上述各逻辑元件之间的连接关系电容C的电压端V1分别与两个阈值可调反相器SPINV1、SPINV2的输入端连接，振频选择信号SEL一路接阈值可调反相器SPINV2的振频选择端，另一路经反相器INV1接阈值可调反相器SPINV1的振频选择端，阈值可调反相器SPINV1的输出端接与非门ND1的一个输入端，阈值可调反相器SPINV2的输出端经反相器INV2后接与非门ND2的一个输入端，与非门ND1的另一个输入端接与非门ND2的输出端，与非门ND2的另一个输入端接与非门ND1的输出端，与非门ND2的输出端经反相器INV3、反相器INV5和反相器INV4串联接振荡器输出端V2，或者，与非门ND2的输出端经反相器INV3接与非门ND3的一个输入端，与非门ND3的另一个输入端接使能信号ENABLE，与非门ND3的输出端经反相器INV4接振荡器输出端V2；上述三个反相器INV2～INV5和三个与非门ND1～ND3的阈值电压Vtm皆设置在同一理论设计值(其误差仅为工艺制造偏差)；两个阈值可调反相器SPINV1、SPINV2对应振频选择信号SEL的“0”和“1”两种状态分别有两个不同的阈值电压，即阈值可调反相器SPINV1有Vtp0和Vtp1，当SEL＝“0”时，P5关断，SPINV1的阈值电压为Vtp0；当SEL＝“1”时，P5导通，SPINV1的阈值电压为Vtp1，显然，Vtp0＜Vtp1。同样，阈值可调反相器SPINV2有Vtn0和Vtn1，当SEL＝“0”时，N3关断，阈值可调反相器SPINV2的阈值电压为Vtn0；当SEL＝“1”时，N3导通，阈值可调反相器SPINV2的阈值电压为Vtn1，且Vtn0＞Vtn1；所述Vtp0、Vtp1、Vtn0、Vtn1与Vtm之间满足以下关系Vtp1＞Vtp0＞Vtm＞Vtn0＞Vtn1。
上述技术方案中的有关内容解释如下1、上述方案中，为了进一步提高振荡频率的稳定度，可以在外接电阻R和电容C构成的充电回路中，串入两个并联连接的PMOS管P1、P2，两个PMOS管P1、P2的漏极D和源极S并联，并串在外接电阻R和电容C之间，PMOS管P1的栅极G接地线VSS，PMOS管P2的栅极G接振频选择信号SEL。
2、上述方案中，所述“一个反相器INV5或一个与非门ND3”分别表示对振荡器控制有两种情况，第一种是采用与非门ND3，并利用振荡使能信号ENABLE来控制振荡器使能和休眠两种工作状态，如图3所示；第二种是直接采用反相器INV5，在这种情况下，振荡器一直处于工作状态，如图4所示。在实际应用中，以上两种情况采用其中之一即可。
本发明工作原理是图3所示的RC振荡器具有高、低两种可选的不同振荡频段，可通过SEL信号来选择其中的任一工作频段。当需要振荡周期长时，则应使SEL＝“1”(高电平)；反之，则使SEL＝“0”(低电平)。图中的使能信号ENABLE用来控制振荡器是否允许振荡。当ENABLE＝“0”(低电平)时，ND3输出高电平，INV4输出低电平，即V2为低电平，N1关断，RC振荡器禁止振荡。当ENABLE＝“1”(高电平)时，与非门ND3被打开，电路允许振荡。
当ENABLE＝“1”，SEL＝“0”时，电路允许振荡，P2导通，P5和N3关断，SPINV1的阈值电压为Vtp0，SPINV2的阈值电压为Vtn0。当V1低于Vtn0、SPINV2输出高电平时，INV2输出低电平，ND2输出高电平，此时由于SPINV1的输出是高电平，故ND1输出低电平，从而ND2与ND1可靠互锁，进而导致INV3的输出为低电平，ND3输出为高电平，INV4输出为低电平，即V2为低电平。此时，N1关断，VDD通过外接电阻R，补偿PMOS管P1与P2对电容C充电，V1上升。当V1上升至Vtp0并继续上升使得SPINV1输出低电平时，ND1输出高电平。此时，由于INV2的输出早已变为高电平，故ND2输出低电平并与ND1可靠互锁，INV3输出高电平，ND3输出低电平，V2变为高电平，N1导通，电容C通过N1放电。由于充电电流远远小于放电电流，故V1迅速下降。当V1降至Vtn0以下并使SPINV2输出高电平时，INV2输出低电平，进而使V2变为低电平，N1关断，VDD通过外接电阻R，P1与P2再次对电容C充电，V1上升，......如此不断循环，形成RC振荡。
当SEL＝“1”时，RC振荡器的工作原理基本同上。主要的不同点是，当SEL＝“1”时，P2关断，P5与N3导通，SPINV1与SPINV2的阈值电压分别是Vtp1与Vtn1。很显然，由于Vtp1与Vtn1之间的差值比Vtp0与Vtn0之间的差值大，故在相同的RC值和工作条件下，当SEL＝“1”时，RC充放电时间较长，即RC振荡周期较长(频率较低)；当SEL＝“0”时，RC充放电时间较短，即RC振荡周期较短(频率较高)。
在RC充电回路中，根据所需要的振荡周期和不同的外接电阻值，串入具有相应L/W比值的PMOS管(P1，P2)，其目的是选择RC充电曲线的线性工作区，即改变充电曲线的特性，使电路工作在几乎不受电压变化影响的区域，从而提高RC振荡器的稳定性。P1的L/W比值较大，P2的L/W比值较小。当需要充电时间长时，SEL＝“1”，P2断开，只有P1起作用，因P1较弱、阻值较大，故充电较慢。当需要充电时间短时，P2和P1并联导通，其阻值较小，故充电较快。因此本发明可根据不同的外接电阻，在RC充放电回路中，串入具有相应L/W比值的PMOS管，以提高振荡频率稳定度。
由于上述技术方案运用，本发明与背景技术比较，具有下列优点振荡频率稳定，几乎不随电压的变化而变化。频率调节原理简单，易于调试。振荡器的振荡周期的可选范围宽，适用范围广。
仿真结果表明(请见表1至表6，表中数据是采用HSPICE电路仿真工具得到的；仿真所采用的参数模型是上华0.6微米双晶双铝工艺的SPICE模型)在电源电压从3.2V到6.8V变化的条件下，普通RC振荡器的振荡周期的变化幅度大于10％；改进的(但没有串入电压补偿PMOS管的)RC振荡器的振荡周期的变化幅度大于5％时；串入PMOS管后，RC振荡周期的变化幅度小于1％。
表1 普通RC振荡器(R＝4.7MΩ)
表2 普通RC振荡器(R＝820kΩ)
表3 改进后的RC振荡器(R＝4.7MΩ，SEL＝1，无P1，P2)
表4 改进后的RC振荡器(R＝820kΩ，SEL＝0，无P1，P2)
表5 改进后的高精度RC振荡器(R＝4.7MΩ，SEL＝1，串入P1，P2)
表6 改进后的高精度RC振荡器(R＝820kΩ，SEL＝0，串入P1，P2)
由上述分析可知，本发明的优点是十分明显的。
附图1为现有普通RC振荡器电路图；附图2为现有普通RC振荡器波形图；附图3为本发明实施例一电路图；附图4为本发明实施例二电路图；附图5为本发明实施例三电路图；附图6为本发明应用于多功能遥控器编码发送芯片电路图；附图7为“1”码、“0”码及“F”码的码元波形图(T为时间单位，等于若干个时钟周期)。
具体实施例方式
下面结合附图及实施例对本发明作进一步描述实施例一参见图3所示，一种高精度频率可选RC振荡器，由外接电阻R、电容C、放电NMOS管N1、四个反相器INV1～INV4、三个与非门ND1～ND3、两个阈值可调反相器SPINV1、SPINV2和两个PMOS管P1、P2组成。
外接电阻R和电容C在电源VDD与地线VCC之间构成充电回路，在外接电阻R和电容C构成的充电回路中，串入两个并联连接的PMOS管P1、P2，两个PMOS管P1、P2的漏极D和源极S并联，并串在外接电阻R和电容C之间，PMOS管P1的栅极G接地线VSS，PMOS管P2的栅极G接振频选择信号SEL。放电NMOS管N1漏极D接电容C的电压端V1，源极S接地线VCC，栅极G接振荡器输出端V2。
一个阈值可调反相器SPINV1由三个PMOS管P3～P5和一个NMOS管N5组成，PMOS管P4与PMOS管P5串联后与PMOS管P3并联，PMOS管P3和PMOS管P4的源极S接电源VDD，PMOS管P3和PMOS管P5的漏极D接NMOS管N5的漏极D，NMOS管N5的源极S接地线VSS；PMOS管P5的栅极G作为阈值可调反相器SPINV1的振频选择端，PMOS管P3、PMOS管P4和NMOS管N5的栅极G并联作为阈值可调反相器SPINV1的输入端，NMOS管N5的漏极D接出作为阈值可调反相器SPINV1的输出端。
另一个阈值可调反相器SPINV2由三个NMOS管N2～N4和一个PMOS管P6组成，NMOS管N3与NMOS管N4串联后与NMOS管N2并联，NMOS管N2和NMOS管N4的源极S接地线VCC，NMOS管N2和NMOS管N3的漏极D接PMOS管P6的漏极D，PMOS管P6的源极S接电源VDD；NMOS管N3的栅极G作为阈值可调反相器SPINV2的振频选择端，NMOS管N2、NMOS管N4和PMOS管P6的栅极G并联作为阈值可调反相器SPINV2的输入端，PMOS管P6的漏极D接出作为阈值可调反相器SPINV2的输出端。
上述各逻辑元件之间的连接关系电容C的电压端V1分别与两个阈值可调反相器SPINV1、SPINV2的输入端连接，振频选择信号SEL一路接阈值可调反相器SPINV2的振频选择端，另一路经反相器INV1接阈值可调反相器SPINV1的振频选择端，阈值可调反相器SPINVI的输出端接与非门ND1的一个输入端，阈值可调反相器SPINV2的输出端经反相器INV2后接与非门ND2的一个输入端，与非门ND1的另一个输入端接与非门ND2的输出端，与非门ND2的另一个输入端接与非门ND1的输出端，与非门ND2的输出端经反相器INV3接与非门ND3的一个输入端，与非门ND3的另一个输入端接使能信号ENABLE，与非门ND3的输出端经反相器INV4接振荡器输出端V2。
上述三个反相器INV2～INV5和三个与非门ND1～ND3的阈值电压Vtm皆设置在同一理论设计值(其误差仅为工艺制造偏差)；两个阈值可调反相器SPINV1、SPINV2对应振频选择信号SEL的“0”和“1”两种状态分别有两个不同的阈值电压，即阈值可调反相器SPINV1有Vtp0和Vtp1，当SEL＝“0”时，P5关断，SPINV1的阈值电压为Vtp0；当SEL＝“1”时，P5导通，SPINV1的阈值电压为Vtp1，显然，Vtp0＜Vtp1。同样，阈值可调反相器SPINV2有Vtn0和Vtn1，当SEL＝“0”时，N3关断，阈值可调反相器SPINV2的阈值电压为Vtn0；当SEL＝“1”时，N3导通，阈值可调反相器SPINV2的阈值电压为Vtn1，且Vtn0＞Vtn1；所述Vtp0、Vtp1、Vtn0、Vtn1与Vtm之间满足以下关系Vtp1＞Vtp0＞Vtm＞Vtn0＞Vtn1。
本实施例的工作原理见以上发明内容部分，这里不再重复描述。
实施例二参见图4所示，一种高精度频率可选RC振荡器，由外接电阻R、电容C、放电NMOS管N1、五个反相器INV1～INV5、二个与非门ND1～ND2、两个阈值可调反相器SPINV1、SPINV2和两个PMOS管P1、P2组成。
本实施例与实施例一不同之处在于用反相器INV5来取代了实施例一中的与非门ND3。因此，本实施例对振荡器使能和休眠没有控制功能，振荡器一直处于工作状态。其它结构与实施例一相同，这里不再重复描述。
实施例三参见图5所示，一种频率可选RC振荡器，由外接电阻R、电容C、放电NMOS管N1、四个反相器INV1～INV4、三个与非门ND1～ND3和两个阈值可调反相器SPINV1、SPINV2组成。
本实施例与实施例一不同之处在于将实施例一中，串接在外接电阻R与电容C之间的两个PMOS管P1、P2去掉，使外接电阻R和电容C直接在电源VDD与地线VCC之间构成充电回路。这样做也是可行的，只RC振荡器的稳定性与实施例一相比有所下降，参见上述表3和表4。其它与实施例一相同，这里不再重复描述。
应用实例将本发明实施例一的最好方式应用于各种需要高精度RC振荡器的集成电路芯片中，特别是用于需要两种不同工作频率的芯片。图6是本发明的一个应用实例。
图6所示电路是一个二合一的芯片，即将两个具有不同用途的集成电路做在一个芯片上。这是本公司即将推出的一款新颖的多功能遥控编码发送芯片。此前，本公司曾推出两款不同功能的遥控编码发送芯片HS2260与HS2262。图5所示的芯片电路即可用作HS2260，也可用作HS2262。图示电路有1个功能选择端“SEL”，1个发码控制端“TE”，1个外接电阻端口，4个数据输入端(D0至D3)，和8个地址输入端(A0至A7)。
图6所示电路的工作原理如下所述。
当SEL接“0”，外接电阻为820kΩ时，电路工作在HS2260模式。在此条件下，RC振荡器在允许振荡时将工作在频率较高的区域(其额定振荡周期为20μs)；TE控制端无效；电路由按键输入信号唤醒；当有键按下时，电路将被唤醒；受SEL控制的开关电路全部接通，D0至D3都接下拉电阻，且D0至D3皆作为按键输入端口用(按键开关的一端接VDD，另一端接一个按键输入端口)；A0至A7为地址编码输入端口，可由用户任意接地(GND)或接电源(VDD)或悬空。
当SEL接“1”，外接电阻为4.7MΩ时，电路工作在HS2262模式。在此条件下，RC振荡器在允许振荡时将工作在频率较低的区域(其额定振荡周期为80μs)；TE控制端起作用；当TE为高电平时，电路将被唤醒；受SEL控制的开关电路全部关断；D0至D3不接下拉电阻，且D0至D3皆作为数据编码输入端口用(电路不接键盘输入)；A0至A7为地址编码输入端口；D0至D3及A0至A7皆可由用户任意接地(GND)或接电源(VDD)或悬空。
图6所示电路在HS2260模式工作条件下可由按键输入信号唤醒，在HS2262模式工作条件下可由发码控制端信号唤醒。电路上电后，复位电路将各数据锁存单元复位，电路进入省电等待模式(休眠状态)。当电路工作在HS2260模式且有键按下，或电路工作在HS2262模式且TE低电平变为高电平时，电路将被唤醒，“ENABLE”信号为高电平，本发明“高精度RC振荡器”就开始振荡，产生芯片所需的工作时钟信号。“分频计数电路”在时钟信号的驱动下开始分频计数。
“码元发生电路”对来自分频计数电路的信号进行逻辑组合，产生如图7所示的“0”码、“1”码的波形及VF信号(周期为8T的方波，前4T为低电平，后4T为高电平)。“地址译码电路”对来自分频计数电路的数字信号进行译码。译码结果送给“多路选择电路”，作为选择控制信号。多路选择电路根据控制信号按顺序逐一选通每一输入端口。“端口连接状态判别电路”对被选通的端口输入信号V1的状态(接“GND”、接“VDD”或悬空)进行判别。若被选通的输入端口接“GND”，则V1为“0”，端口连接状态判别电路的输出V2也为“0”；二选一电路“MUX”将选通“0”码的波形，输出驱动器“OUTPUT-DRIVER”将据此向外发送一位“0”码。若被选通的输入端口接“VDD”，则V1为“1”，V2也为“1”；MUX将选通“1”码的波形，OUTPUT-DRIVER将据此向外发送一位“1”码。若被选通的输入端口接悬空，则V1受控于VF，V2的波形与VF相同，OUTPUT-DRIVER将据此向外发送一位“F”码。这样，芯片电路将根据每一端口的连接情况与/或按键组合，按顺序向外发送一串以“0”码、“1”码、“F”码为码元的一串编码，或称一帧编码。
每当有键按下(HS2260模式)，或TE由低电平变为高电平(HS2262模式)时，电路就向外发送一帧码或几帧码。如果按键一直按着不放，电路就将不断地向外发送以帧为单位的上述编码，直到按键释放为止。按键释放后，RC振荡器立即停止振荡，所有数据锁存单元复位，电路进入省电等待模式(休眠状态)。
上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所作的等效变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
权利要求
1.一种高精度频率可选RC振荡器，包括外接电阻[R]、电容[C]以及放电NMOS管[N1]，外接电阻[R]和电容[C]在电源[VDD]与地线[VCC]之间构成充电回路，放电NMOS管[N1]漏极[D]接电容[C]的电压端[V1]，源极[S]接地线[VCC]，栅极[G]接振荡器输出端[V2]，其特征在于所述振荡器还包括四个反相器[INV1～INV4]、一个反相器[INV5]或一个与非门[ND3]、两个与非门[ND1～ND2]和两个阈值可调反相器[SPINV1、SPINV2]；一个阈值可调反相器[SPINV1]由三个PMOS管[P3～P5]和一个NMOS管[N5]组成，PMOS管[P4]与PMOS管[P5]串联后与PMOS管[P3]并联，PMOS管[P3]和PMOS管[P4]的源极[S]接电源[VDD]，PMOS管[P3]和PMOS管[P5]的漏极[D]接NMOS管[N5]的漏极[D]，NMOS管[N5]的源极[S]接地线[VSS]；PMOS管[P5]的栅极[G]作为阈值可调反相器[SPINV1]的振频选择端，PMOS管[P3]、PMOS管[P4]和NMOS管[N5]的栅极[G]并联作为阈值可调反相器[SPINV1]的输入端，NMOS管[N5]的漏极[D]接出作为阈值可调反相器[SPINV1]的输出端；另一个阈值可调反相器[SPINV2]由三个NMOS管[N2～N4]和一个PMOS管[P6]组成，NMOS管[N3]与NMOS管[N4]串联后与NMOS管[N2]并联，NMOS管[N2]和NMOS管[N4]的源极[S]接地线[VCC]，NMOS管[N2]和NMOS管[N3]的漏极[D]接PMOS管[P6]的漏极[D]，PMOS管[P6]的源极[S]接电源[VDD]；NMOS管[N3]的栅极[G]作为阈值可调反相器[SPINV2]的振频选择端，NMOS管[N2]、NMOS管[N4]和PMOS管[P6]的栅极[G]并联作为阈值可调反相器[SPINV2]的输入端，PMOS管[P6]的漏极[D]接出作为阈值可调反相器[SPINV2]的输出端；上述各逻辑元件之间的连接关系电容[C]的电压端[V1]分别与两个阈值可调反相器[SPINV1、SPINV2]的输入端连接，振频选择信号[SEL]一路接阈值可调反相器[SPINV2]的振频选择端，另一路经反相器[INV1]接阈值可调反相器[SPINV1]的振频选择端，阈值可调反相器[SPINV1]的输出端接与非门[ND1]的一个输入端，阈值可调反相器[SPINV2]的输出端经反相器[INV2]后接与非门[ND2]的一个输入端，与非门[ND1]的另一个输入端接与非门[ND2]的输出端，与非门[ND2]的另一个输入端接与非门[ND1]的输出端，与非门[ND2]的输出端经反相器[INV3]、反相器[INV5]和反相器[INV4]串联接振荡器输出端[V2]，或者，与非门[ND2]的输出端经反相器[INV3]接与非门[ND3]的一个输入端，与非门[ND3]的另一个输入端接使能信号[ENABLE]，与非门[ND3]的输出端经反相器[INV4]接振荡器输出端[V2]；上述三个反相器[INV2～INV5]和三个与非门[ND1～ND3]的阈值电压Vtm皆设置在同一理论设计值；两个阈值可调反相器[SPINV1、SPINV2]对应振频选择信号[SEL]的“0”和“1”两种状态分别有两个不同的阈值电压，即阈值可调反相器[SPINV1]有Vtp0和Vtp1，阈值可调反相器[SPINV2]有Vtn0和Vtn1，且Vtp0＜Vtp1，Vtn0＞Vtn1；所述Vtp0、Vtp1、Vtn0、Vtn1与Vtm之间满足以下关系Vtp1＞Vtp0＞Vtm＞Vtn0＞Vtn1。
2.根据权利要求1所述的高精度频率可选RC振荡器，其特征在于在外接电阻[R]和电容[C]构成的充电回路中，串入两个并联连接的PMOS管[P1、P2]，两个PMOS管[P1、P2]的漏极[D]和源极[S]并联，并串在外接电阻[R]和电容[C]之间，PMOS管[P1]的栅极[G]接地线[VSS]，PMOS管[P2]的栅极[G]接振频选择信号[SEL]。
全文摘要
一种高精度频率可选RC振荡器，包括外接电阻[R]、电容[C]以及放电NMOS管[N1]，外接电阻[R]和电容[C]在电源[VDD]与地线[VCC]之间构成充电回路，放电NMOS管[N1]漏极[D]接电容[C]的电压端[V1]，源极[S]接地线[VCC]，栅极[G]接振荡器输出端[V2]，其特征在于所述振荡器还包括四个反相器[INV1～INV4]、一个反相器[INV5]或一个与非门[ND3]、两个与非门[ND1～ND2]和两个阈值可调反相器[SPINV1、SPINV2]。本发明与现有技术相比具有下列优点1.振荡频率稳定，几乎不随电压的变化而变化；2.频率调节原理简单，易于调试；3.振荡器的振荡周期的可选范围宽，适用范围广。
文档编号H03K3/00GK1665134SQ20051003858
公开日2005年9月7日 申请日期2005年3月25日 优先权日2005年3月25日
发明者谢卫国, 袁翔, 江猛, 竹越华, 江石根 申请人:苏州市华芯微电子有限公司