用于调幅信号的接收器的制作方法

专利名称：用于调幅信号的接收器的制作方法
技术领域：
本发明的方面涉及用于调幅信号的接收器，例如，用于电视信号 的接收器。举例来说，该接收器可以是传统的电视机、机顶盒、数码 摄像机、个人电脑或任何其它的多媒体设备。本发明的其它方面涉及 控制接收器的方法、用于接收器的计算机程序产品以及视听系统。
背景技术：
美国专利4,631,499描述了锁相环路，该锁相环路可用于在直接 混合的AM接收器中产生同步的RF载波。该锁相环路包括相位检测 设置，该相位检测设置用于减少在相位检测期间所产生的不希望的 DC偏移。该相位检测设置包括三个级联耦合的混合级。这些混合级 中的两个接收具有相对较低频率的辅助混合信号。发明内容根据本发明的一个方面，接收器具有下列特征。同步电路提供一 组与调幅信号的载波同步的振荡器信号。该组振荡器信号包括相位不 同的第一幅度解调振荡器信号和第二幅度解调振荡器信号。第一幅度 解调混合器将该第一幅度解调振荡器信号与调幅信号混合，以获得第 一幅度己解调信号。第二幅度解调混合器将第二幅度解调振荡器信号 与调幅信号混合，以获得第二幅度已解调信号。幅值比较器比较第一 幅度已解调信号和第二幅度已解调信号各自的幅值。相应地，获得相 位误差检测信号，相位误差检测信号随第一幅度己解调信号和第二幅 度已解调信号的各自幅值之间的差而变化。本发明考虑下面的方面。许多接收器借助于混合电路来执行相位 检测。该混合电路将包括载波的接收信号与振荡器电路所提供的相位检测振荡器信号混合。该混合电路提供直流信号，该直流信号随相位 检测振荡器信号与载波之间的静止相差而变化。该直流信号通常被用 于控制振荡器电路，以使该静止相差具有实现最佳接收质量的期望值。 在实践中，除了表示静止相差的有用的直流信号之外，用于相位 检测的混合电路还提供寄生直流信号。该寄生直流信号经常被认为是 直流偏移或简单偏移。该有用的直流信号并不能和该寄生直流信号区 别开。静止相差可能被设置为远离实现最佳接收质量的期望值的数值， 从这种意义上来说，该寄生直流信号将引入相位控制误差。因此，如 果不采取专门的措施，混合电路所提供的寄生直流信号将对接收质量 产生不利影响。上述现有技术提出专门的措施来防止寄生直流信号产生相位控 制误差。这个专门的措施包括辅助的混合信号，该辅助的混合信号用 于对相位检测振荡器信号进行调制以获得调制的相位检测振荡器信 号。混合电路将该调制的相位检测振荡器信号与接收信号的载波混和。 该混合电路提供与该辅助的混合信号同步的交流信号。这个交流信号 表示静止相差，并且，可以和混合电路所提供的寄生直流信号区别开。上述现有技术所提出的专门的措施具有多个缺点。该辅助的混合 号将产生振荡器信号的寄生调制，而不是相位检测振荡器信号。这些 其它的振荡器信号通常通过将接收信号与这些其它的振荡器信号混 合，来对接收信号进行频率转换。上述寄生调制将被原封不动地复制 到频移版本的接收信号。这将对接收质量产生不利影响。另一个缺点 是上述现有技术所提出的专门的措施相对较复杂。需要附加的振荡器 电路来产生该辅助的混合信号。根据本发明的上述方面，幅值比较器提供相位误差检测信号，该 相位误差检测信号随两个各自幅度已解调信号的各自幅值之间的差而 变化。这两个各自幅度已解调信号来自于两个各自混合器，这两个各 自混合器将两个相位不同的各自幅度解调振荡器信号与调幅的接收信 号混合。上述两个混合器可能提供的任何寄生直流信号都不会对相位误 差检测信号产生本质影响。这是因为相位误差检测信号取决于各自幅度己解调信号的各自幅值，该幅度已解调信号是交流信号。因此，可 以以相对较高的精度来测量静止相差。而且，无需任何辅助的混合信 号就可以实现这个相对较高的精度，而这些辅助的混合信号可能导致 寄生调制并因此如上所述对接收质量产生不利影响。由于这些原因， 本发明提供相对较好的接收质量。本发明的另一个优点涉及下列方面。如上所解释，按照本发明的 相位检测对寄生直流信号是相对较不敏感的。这使得本发明特别适合 用在直接转换接收器中，直接转换接收器一般受寄生直流信号的困扰。 直接转换接收器具有各种优点。在直接转换接收器中，单个振荡器可 以执行频率变换和解调。 一般而言，在接收器中的各个振荡器都可产 生寄生信号，寄生信号会干扰期望信号。由于直接转换接收器要求相 对较少的振荡器，因此干扰的风险较小，这就提供了较好的接收质量。 另一个优点是直接转换接收器一般可以实现为具有相对较少的外部组 件的集成电路，成本较低。由于本发明提供对寄生直流信号较不敏感 的直接转换接收器，因此，本发明的低成本接收器实现可以提供令人 满意的接收质量。下面，将参照附图更详细地描述本发明的这些及其它方面。


图1是示出了视听系统的框图。图2是示出了组成视听系统的一部分的频率转换器的框图。图3A、 3B和3C是示出了三个不同相位误差的无偏移检测的相 位简图。
具体实施方式
图1示出了视听系统AVS。视听系统AVS包括接收器REC、视 听呈现装置(audiovisual rendering device) AVD和遥控装置RCD。举 例说来，视听呈现装置AVD可以是具有立体声扬声器的平板显示器。 接收器REC使视听呈现装置AVD对来自用户所选择的电视(TV)台 的视听信号进行呈现。接收器REC包括射频处理器RFP、频率转换器FCV、中频滤波 器IFFIL、复合基带处理器CBP、驱动电路DRC和控制器CTRL。中 频滤波器IFFIL可以是所谓的多相过滤器，其提供关于零(0)频不对 称的频率响应。控制器CTRL可以采用适当编程的微控制器的形式。 射频处理器RFP和频率转换器FCV可以组成单个集成电路的一部分， 该集成电路也可以包括其它元件。射频处理器RFP、频率转换器FCV、 中频滤波器IFFIL和复合基带处理器CBP可以组成单个板的一部分， 该板可以被插入到个人电脑或其它任何多媒体装置中。接收器REC接收包括来自不同电视台的多个射频信号的射频频 谱RF。下面将假定这些射频信号都是传统的模拟电视信号。传统的模 拟电视信号包括以非对称的形式进行幅度调制的图像载波。这类幅度 调制通常被称为残留边带调制。模拟电视信号还包括伴音载波，伴音 载波实际上是该图像载波的幅度调制分量。接收器REC的操作如下。假定用户已经借助于遥控装置RCD选 择了电视台。遥控装置RCD向控制器CTRL发送命令，指示要选择 的电视台。作为响应，控制器CTRL使射频处理器RFP提供带通特征， 该带通特征以来自用户所选择的电视台的射频信号为中心。下面，将 这个射频信号称为选择的电视信号。射频处理器RFP放大选择的电视 信号，并衰减射频频谱RF中的其它信号，特别是那些在频率上与选 择的电视信号相距较远的信号。射频处理器RFP将处理的射频频谱 PRF施加到频率转换器FCV。频率转换器FCV将处理的射频频谱PRF转换成中频频谱IF，该 中频频谱IF具有同相分量IFi和正交分量IFq。这种正交表示允许中 频频谱IF关于零(0)频不对称。频率转换器FCV实现频移。相应地， 中频频谱IF包括频移版本的选择的电视信号。频率转换器FCV所实现的频移使得频移版本的选择的电视信号 的图像载波位于零(0)频处。相应地，频率转换器FCV对选择的电 视信号进行解调。包括在中频频谱IF中的频移版本的选择的电视信号 表示图像载波的幅度调制。图像载波的幅度调制是复合基带信号，该-复合基带信号包括电视基带信号、伴音载波和同步信号。借助于控制器CTRL向频率转换器FCV施加的调谐控制信号TC， 控制器CTRL使频率转换器FCV实现该频移。跟踪电路可以提供频率 转换器FCV所实现的频移与射频处理器RFP所提供的带通特征之间 的同步。在这种情况下，控制器CTRL间接地控制射频处理器RFP， 即，经由该跟踪电路来控制射频处理器RFP。中频滤波器IFFIL对中频频谱IF进行滤波。中频滤波器IFFIL提 供包括Nyquist倾斜的带通特征，其中心在零(0)频处。中频滤波器 IFFIL的带宽符合典型的电视信号的带宽，例如，6MHz。中频滤波器 IFFIL提供已滤波的中频频谱IFF,己滤波的中频频谱IFF具有同相分 量IFFi和正交分量IFFq。己滤波的中频频谱IFF基本上包括所希望的 电视信号的上述复合基带信号。任何其它的信号都被大幅衰减。复合基带处理器CBP从已滤波的中频频谱IFF中导出视频信号 V、音频信号A和同步信号S。为此，复合基带处理器CBP可以实现 各种信号处理功能，例如，放大、箝位、陷波滤波和声音解调，与传 统的电视接收器中的那些功能相当。另外，复合基带处理器CBP可以 为射频处理器RFP提供增益控制信号。图1用在复合基带处理器CBP 与射频处理器RFP之间延伸的虚线来示出该信号。该增益调节信号表 示已滤波的中频频谱IFF中的信号电平。驱动电路DRC处理视频信号V、音频信号A和同步信号S，以 便获得呈现驱动信号DDS,呈现驱动信号DDS适合于视听呈现装置 AVD。为此，驱动电路DRC可以实现各种信号处理操作，例如，放 大、电平移动、模数转换、偏压生成和同步脉冲生成。图2示出了频率转换器FCV。频率转换器FCV包括四个混合 器MIX1、 MIX2、 MIX3、 MIX4;两个直流去耦器DCD1、 DCD2;两 个幅值检测器MDT1、 MDT2;差检测器DDT;电压电流转换器CVC; 两个电容器C1、 C2;电阻器R1和振荡器电路OSC。优选地，四个混 合器MIX1、 MIX2、 MIX3和MIX4为所谓的双平衡混合器，其具有 对称的信号输出。两个直流去耦器DCD1和DCD2可以采用例如直流 去耦电容器的形式或采用具有相对较大的时间常数的直流控制电路的 形式。应该注意，频率转换器FCV还可以包括两个低通滤波器 一个耦合在混合器MIX3与幅值检测器MDT1之间，另一个耦合在混合器 MIX4与幅值检测器MDT2之间。为了简化，图2未示出这些低通滤 波器。频率转换器FCV的操作如下。振荡器电路OSC提供四个振荡器 信号同相振荡器信号OSI、正交振荡器信号OSQ、相位超前的附加 振荡器信号OSX和相位落后的附加振荡器信号OSY。四个振荡器信 号OSI、 OSQ、 OSX和OSY具有同样的频率，但具有不同的相位。 正交振荡器信号OSQ的相位相对于同相振荡器信号OSI超前90°。相 位超前的附加振荡器信号OSX的相位相对于同相振荡器信号OSI超 前45°。相位落后的附加振荡器信号OSY的相位相对于同相振荡器信 号OSI落后45°。可以借助于例如振荡频率为四个振荡器信号OSI、 OSQ、OSX和OSY的频率的四倍的可控振荡器以及各种l:2分频电路， 来获得四个振荡器信号OSI、 OSQ、 OSX禾卩OSY。四分频可以将180° 相位差转化成45。相位差，45等于180除以4。振荡器电路OSC响应于来自图1所示出的控制器CTRL的调谐 控制信号TC，实现频率控制。该频率控制使四个振荡器信号OSI、 OSQ、 OSX和OSY的频率处于相对较窄的频率窗口内，该窗口以选 择的电视信号的图像载波为中心。也就是说，调谐控制信号TC所限 定的频率控制使得四个振荡器信号OSI、 OSQ、 OSX和OSY的频率 接近于图像载波的频率。可以借助于例如可编程的频率计数器和各种 其它的逻辑电路(如比较电路)而获得该频率控制。振荡器电路OSC、混合器MIX2、电容器C1和电阻器R1组成传 统的锁相环路。这个锁相环路锁定在选择的电视信号的图像载波处。 在锁相条件下，四个振荡器信号OSI、 OSQ、 OSX和OSY的频率等 于选择的电视信号的图像载波的频率。混合器MIX2把处理的射频频 谱PRF与正交振荡器信号OSQ混合，混合器MIX2组成相位检测器。 混合器MIX2提供两个混合器输出信号。混合器输出信号M02a是相 位检测电流IPD，该相位检测电流IPD随正交振荡器信号OSQ与选择 的电视信号的图像载波之间的相位差而变化。相位检测电流IPD流过 组成环路滤波器的电容器C1和电阻器R1的串联连接。这个环路滤波器提供振荡器电路OSC接收的调谐电压VT。四个振荡器信号OSI、 OSQ、 OSX和OSY的频率随调谐电压VT而变化。在锁相条件下，在正交振荡器信号OSQ与选择的电视信号的图 像载波之间将有静止相差。理想地，该静止相差应该精确地为90°， 这意味着在正交振荡器信号OSQ与选择的电视信号的图像载波之间 有理想的相位正交关系。不存在正交相位误差。在这种情况下，相位 检测电流IPD将没有任何表示选择的电视信号的图像载波的幅度调 制的分量。大胆地讲，如果没有正交相位误差，则混合器MIX2所起 的作用是纯相位检测器。假定上述的静止相差并非精确地为卯。。有正交相位误差。例如， 静止相差可以为89。，而非90°，这意味着正交相位误差为1°。在这种 情况下，混合器MIX2所起的作用是相位检测器和幅度检测器的组合。 相位检测电流IPD将包括表示图像载波的幅度调制的分量。这个分量 将导致四个振荡器信号OSI、 OSQ、 OSX和OSY的寄生相位调制。混合器MIX1和混合器MIX2分别将处理的射频频谱PRF与同相 振荡器信号OSI和正交振荡器信号OSQ混合。混合器MIX1提供混 合器输出信号MOl ，混合器输出信号MOl构成中频频谱IF的同相分 量IFi。除了混合器输出信号M02a之外，混合器MIX2还提供混合器 输出信号M02b，混合器输出信号M02b构成中频频谱IF的正交分量 IFq。上面己经解释了，如果有正交相位误差，则四个振荡器信号OSI、 OSQ、OSX和0SY会包括寄生相位调制。混合器MIX1和混合器MIX2 分别将选择的电视信号与同相振荡器信号OSI和正交振荡器信号OSQ 混合。结果，该寄生相位调制将被原封不动地复制到频移版本的选择 的电视信号的伴音载波中。该伴音载波将因此具有寄生相位调制，该 寄生相位调制表示图像载波的幅度调制。这个寄生调制将在复合基带 处理器CBP所提供的音频信号A中产生干扰。混合器MIX3、混合器MIX4、两个直流去耦器DCD1、 DCD2、 两个幅值检测器MDT1、MDT2以及差别检测器DDT构成了相位误差 检测器PED，图2中用虚线框来表示这些元件。混合器MIX3将处理的射频频谱PRF与相位超前的附加振荡器信号OSX混合。混合器MIX3提供混合器输出信号M03 。混合器MIX4将处理的射频频谱PRF 与相位落后的附加振荡器信号OSY混合。混合器MIX4提供混合器输 出信号M04。在锁相条件下，混合器MIX3和混合器MIX4构成了幅度检测器。 混合器MIX3和混合器MIX4两者均表示图像载波的幅度调制。混合 器输出信号M03的幅值取决于相位超前的附加振荡器信号OSX与选 择的电视信号的图像载波之间的静止相差。下面，将这个静止相差称 为相位超前的静止相差。混合器输出信号M03可以在数学上表示为M03=k3A(t)cos A(p+在这个数学式中，k3表示混合器MIX3的增益系数，A(t)表示图 像载波的幅度调制，而A(p+表示相位超前的静止相差。混合器输出信号M04的幅值取决于相位落后的附加振荡器信号 OSY与图像载波之间的静止相差。下面，将这个静止相差称为相位落 后的静止相差。混合器输出信号M04可以在数学上表示为M04=k4A(t)cos Acp陽在这个数学式中，k4表示混合器MIX4的增益系数，A(t)表示图 像载波的幅度调制，而cosAcp.表示相位落后的静止相差。幅值检测器MDT1经由直流去耦器DCD1接收混合器输出信号 M03。幅值检测器MDT2经由直流去耦器DCD2接收混合器输出信号 M04。两个直流去耦器DCD1和DCD2移除可能存在于上述混合器输 出信号M03和M04中的任何直流分量。幅值检测器MDT1提供相位超前的幅值检测信号M+，该信号表 示混合器输出信号M03的幅值。相位超前的幅值检测信号M+与相位 超前的静止相差的余弦成正比。这可以在数学上表示为幅值检测器MDT2提供相位落后的幅值检测信号M-，该信号表示混合器输出信号M04的幅值。相位落后的幅值检测信号M-与相位落后的静止相差的余弦成正比。这可以在数学上表示为M— cc cos Ap—差检测器DDT将相位超前的幅值检测信号M+与相位落后的幅值 检测信号M-进行比较。差检测器DDT提供相位误差检测电流IPED， 相位误差检测电流IPED随混合器输出信号M03与混合器输出信号 M04的幅值之间的差而变化。如果上述各个幅值相等，则相位误差检 测电流IPED为零(0)。图3A、 3B和3C示出了相位误差检测器PED所实现的各自相位 误差检测。这些各自相位误差检测涉及不同的相位条件。图3A是包 括坐标系的相位图，该坐标系具有一个横轴和一个纵轴，它们彼此相 交于原点。箭头表示信号。这样的箭头相对于位于原点右边的横轴右 半部分有一角度。该角度表示所涉及的信号与选择的电视信号的图像 载波之间的相位差。选择的电视信号的图像载波因此对应于横轴右半 部分。图3A包括四个箭头 一个表示同相振荡器信号OSI， 一个表 示正交振荡器信号OSQ， 一个表示相位超前的附加振荡器信号OSX， 以及一个表示相位落后的附加振荡器信号OSY。上述说法同样地适合 于图3B和3Ce图3A示出了所希望的相位条件。同相振荡器信号OSI与选择的 电视信号的图像载波之间没有相位差。因此，正交振荡器信号OSQ 与该图像载波之间的相位差精确地为90°。没有正交相位误差。在所希望的相位条件下，相位超前的静止相差精确地为45°，而 相位落后的静止相差精确地为-45°。因此，混合器输出信号M03与混 合器输出信号M04具有同样的幅值cosAcp+=cosA(p.=0.707。因此， 相位超前的检测信号与相位落后的检测信号是相等的M+=M-。图3A 借助于两个垂直的点线来示出之。 一个垂直的点线对应于表示相位超 前的附加振荡器信号OSX的箭头的x坐标。相位超前的检测信号与这 个x坐标成正比，这个x坐标对应于上面介绍的数学式中的项cosAcp+。 另一个点线对应于表示相位落后的附加振荡器信号OSY的箭头的x 坐标。相位落后的检测信号与这个x坐标成正比，这个x坐标对应于 上面介绍的数学式中的项cosAcp-。上述x坐标是一样的。图3B示出了正相位误差的情况。同相振荡器信号OSI与选择的 电视信号的图像载波之间有正相位差+APH。因此，正交振荡器信号OSQ与图像载波之间的相位差等于90°+APH。正交相位误差等于正相 位差+APH。在正相位误差的相位条件下，相位超前的静止相差为45°+APH， 而相位落后的静止相差-45。+APH。结果，混合器输出信号M04的幅 值大于混合器输出信号M03的幅值cos < cos Acp.。因此，相位 超前的检测信号小于相位落后的检测信号M+<M-。图3B借助于两 个垂直的点线以与图3A相类似的方式示出之。图3C示出了负相位误差的情况。同相振荡器信号OSI与选择的 电视信号的图像载波之间有负相位差-APH。因此，正交振荡器信号 OSQ与图像载波之间的相位差等于90°-APH。正交相位误差等于负相 位差-APH。在负相位误差的相位条件下，相位超前的静止相差为45°-APH， 而相位落后的静止相差为-45。-APH。结果，混合器输出信号M03的 幅值大于混合器输出信号M04的幅值C0SAcp+>C0S Acp.。因此，相 位超前的检测信号大于相位落后的检测信号M+>M-。图3C借助于 两个垂直的点线以与图3A和3B相类似的方式示出之。相位误差检测器PED所提供的相位误差检测电流IPED随正交相 位误差而变化。如果没有正交相位误差，则相位误差检测电流IPED 为零(0)，这是因为，在这种情况下，混合器输出信号M03和混合 器输出信号M04具有同样的幅值。这对应于图3A示出的所希望的相 位条件。相位误差检测电流IPED具有符号，该符号取决于该正交相 位是正的还是负的。例如，假定，如果该正交相位误差是正的，则相 位误差检测电流IPED具有正的符号，如图3B所示。在这种情况下， 如果该正交相位误差是负的，则相位误差检测电流IPED将具有负号， 如图3C所示。图2所示出的相位误差检测器PED向电容器C2施加相位误差检 测电流IPED。电容器C2提供相位误差校正电压VPEC，相位误差校 正电压VPEC是相位误差检测电流IPED的积分。取决于相位误差检 测电流IPED对电容器C2进行充电还是放电，相位误差校正电压 VPEC增大或减小。电压电流转换器CVC将相位误差校正电压VPEC转换成相位误差校正电流IPEC。在求和点SP将相位误差校正电流IPEC与相位检测电流IPD相加。电容器Cl和电阻器Rl的串联连接 接收相位检测电流IPD和相位误差校正电流IPEC的总和。在锁相条件下，调谐电压VT具有一值，使得四个振荡器信号OSI、 OSQ、 OSX和OSY的频率等于所希望的电视信号的图像载波的频率。 因此，调谐电压VT将基本上不变。这意味着，在锁相条件下，相位 检测电流IPD和相位误差校正电流IPEC的总和基本上等于零(0)。 电容器C1既不充电也不放电，这使得调谐电压VT保持恒定。假定不存在相位误差校正电流IPEC，这意味着这个电流等于零 (0)。在这种情况下，在锁相条件下，混合器MIX2所提供的相位检 测电流IPD将为零(0)。理想地，如果没有相位正交误差，则相位检 测电流IPD精确地为零(0)。在这种情况下，在锁相条件下将没有相 位正交误差。在实践中，如果没有相位正交误差，则相位检测电流IPD 将具有所谓的偏移值。因此，需要某一相位正交误差，以使相位检测 电流IPD等于零(O)。由于相位检测信号在锁相条件下为零(0)，因此 相位检测电流IPD中的偏移值将造成相位正交误差。该偏移值引入了 相位正交误差，该误差在音频信号A中产生干扰。相位误差检测器PED补偿相位检测电流IPD中的偏移值。如上 所面解释的，在锁相条件下，相位检测电流IPD和相位误差检测电流 IPED的总和基本上等于零(0)。相位检测电流IPD具有特定值，该 特定值基本不变，这是因为在锁相条件下正交振荡器信号OSQ与选择 的电视信号的图像载波之间的相位差基本不变。因此，在锁相条件下， 相位误差校正电流IPEC基本上不变，这是因为这个电流抵消了基本 不变的相位检测电流IPD。只有相位误差检测器PED所提供的相位误差检测电流IPED基本 上等于零(0)时，相位误差校正电流IPEC才可能基本不变。否则， 电容器C2将被充电或放电，这将导致相位误差校正电流IPEC的改变。 如上文参照图3A、 3B和3C所解释的那样，如果没有正交误差，则 相位检测电流IPD基本上等于零。任何相位正交误差都将导致相位误 差检测器PED对电容器C2进行充电或放电，这将导致频移，并因此在四个振荡器信号OSI、 OSQ、 OSX和OSY中导致相移。这将改变 相位条件，使得相位正交误差基本上为零(O)，这就是稳态条件。相位误差检测器PED执行图3A所示的所希望的相位条件。这样， 相位误差检测器PED保证图1中所示出的复合基带处理器CBP所提 供的声音信号基本上没有任何表示选择的电视信号的图像载波的幅度 调制的寄生分量。总结陈述以上参照附图的详细说明示出了下列特征，这些特征在各个独立 权利要求中被援引。在接收器中，同步电路(MIX2、 Cl、 Rl、 VCO) 提供与调幅信号的载波同步的一组振荡器信号(OSI、 OSQ、 OSX、 OSY)。该组振荡器信号(OSI、 OSQ、 OSX、 OSY)包括相位不同的 第一幅度解调振荡器信号(OSX)和第二幅度解调振荡器信号(OSY)。 第一幅度解调混合器(MIX3)将第一幅度解调振荡器信号(OSX)与 调幅信号混合，以获得第一幅度已解调信号(M03)。第二幅度解调 混合器(MIX4)将第二幅度解调振荡器信号(OSY)与调幅信号混合， 以获得第二幅度已解调信号(M04)。比较第一幅度己解调信号(M03) 和第二幅度已解调信号各自的幅值(M+、 M-)，以获得相位误差检测 信号(IPED)， IPED随第一幅度已解调信号(M03)和第二幅度已解 调信号(M04)的各自幅值(M+、 M-)之间的差而变化。以上的详细说明还示出了可选的特征，这些特征在从属权利要求 被援引。以前述特征相结合的方式可以有利地应用这些特征。下面的 段落强调了各种可选的特征。各个段落对应于具体的从属权利要求。该组振荡器信号(OSI、 OSQ、 OSX、 OSY)包括同相振荡器信 号(OSI)，同相振荡器信号(OSI)具有与调幅信号的载波基本一样 的相位。第一幅度解调振荡器信号(OSX)和第二幅度解调振荡器信 号(OSY)相对于同相振荡器信号(OSI)具有相位差，基本上分别 等于+45°和-45°。这样的+457-45°的相位关系还有助于获得相对较好 的接收质量，原因如下。静态相误差的变化将在各自幅度已解调信号 的各自幅值中导致相对较大的变化。因此，相位误差检测信号将响应于静态相误差的变化而大幅变化。因此，如果采用的是+45°/-45°的相位关系，则根据本发明的相位误差检测将是相对较敏感的。这也可以在图3A-3C的基础上加以理解。敏感的相位误差检测提供精确的相位 控制，其提供调制信号的载波与该组振荡器信号之间的最佳相位关系 的相当准确的近似。相位误差校正路径(C2和CVC)耦合在幅值比较器(MDT1、 MDT2和DDT)与同步电路(MIX2、 Cl、 Rl禾Q VCO)中的频率控 制点(SP)之间。该组振荡器信号(OSI、 OSQ、 OSX禾BOSY)的频 率随频率控制点(SP)处的信号而变化。相位误差校正路径(C2、 CVC) 响应于幅值比较器(MDT1、 MDT2和DDT)所提供的相位误差检测 信号(IPED)，向频率控制点(SP)施加相位误差校正信号(IPEC)。 这进一步有助于获得相对较好的接收质量，因为可以补偿寄生的直流 信号，该直流信号可能存在于位于同步电路内的相位检测信号中。相位误差校正路径(C2禾tlCVC)包括积分电路(C2)，这样，频 率控制点(SP)处的相位误差校正信号(IPEC)就是幅值比较器(MDT1、 MDT2、 DDT)所提供的相位误差检测信号(IPED)的积分。这进一 步有助于获得相对较好的接收质量，因为用这种积分相位误差校正路 径基本上可以实现对寄生的直流信号的完全补偿。根据本发明，在控 制静态相差方面，将由静态相误差检测所引起的相位误差检测信号支 配。同步电路(MIX2、 Cl、 Rl、 VCO)包括用于将调幅信号与正交 振荡器信号(OSQ)混合的相位检测混合器(MIX2)，正交振荡器信 号(OSQ)相对于调幅信号的载波基本上相移90°。相应地获得相位 检测信号(IPD)。相位检测混合器(MIX2)向频率控制点(SP)施 加相位检测信号(IPD)。这提供低成本的实现。可以以多种不同的方式实现上述特征。为了对此进行说明，简要 地指明一些替代方案。在任何类型的接收器中可以有利地实施上述特征。用于传统的模 拟电视的接收器仅仅是一个实例。举例来说，上述的特征可以同样地 实现在用于数字通信信号的接收器中。关键点是接收信号包括某种形式的幅度调制。还应注意，在不同于直接换转接收器的接收器中，例 如，在超外差接收器中，同样可以实现根据本发明的相位误差校正。 该相位误差校正则可以被应用于锁相环路解调器，而不是频率转换器。 根据本发明而获得的该相位误差检测信号不必一定要被注入到 同步电路中。举例来说，该相位误差检测信号可以仅被用于测量的目 的。各自的幅度解调的振荡器信号可以具有不同于上述+45°/-45°相 位关系的相位关系。例如，第一幅度解调振荡器信号相对于同相振荡 器信号可以具有30。的相位超前。第二幅度解调振荡器信号相对于同 相振荡器信号可以具有30。的相位落后。如上文所解释的那样，同具 有+45°/-45°相位关系的情况相比，静态相的误差检测将较不敏感。然 而，令人满意的静态相的误差检测仍然是可能的。这也可以在图3A-3C 的基础上加以理解。还应注意，各自的幅度解调的振荡器信号不必一定要具有相对于 同相振荡器信号对称的相位关系。例如，第一幅度解调振荡器信号相 对于同相振荡器信号可以具有60。的相位超前，而第二幅度解调振荡 器信号可以具有30。的相位落后。为了对这种不对称的相位关系进行 补偿，各自的幅度解调混合器可以具有不同的增益。有许多适当的相 位-增益的组合。可以以许多不同的方式来实现可选的相位误差校正路径。图2仅 仅示出一个实例，其中，电容器C2和电压电流转换器CVC形成相位 误差校正路径。电容器C2可以被具有反馈电容器的运算放大器所替 代。作为另一个实例，可以省略电容器C2并用具有相对较高增益的 直流放大器来替代电压电流转换器CVC。仍然参考图2，振荡器电路 OSC可以包括附加的频率控制输入。在这种情况下，相位误差校正电 压VPEC可以被施加到附加的频率控制输入，而电压电流转换器CVC 可以被省略。在这样的变更中，附加的频率控制输入构成上文所提到 的频率控制点。比较第一幅度已解调信号和第二幅度已解调信号各自的幅值有 许多种方式。图2仅仅示出一个实例。作为另一个实例，可以将各自的幅度已解调信号施加到模数转换器，模数转换器提供表示各自的幅 度已解调信号的各自的数字采样流。适当编程的处理器可以从各自的 数字采样流中导出相位误差检测信号。根据本发明，可以借助于计算 机程序产品对处理器适当编程，该计算机程序产品包括一组指令，该 指令使处理器执行幅值比较，以获得相位误差检测信号。借助于多项硬件或软件或两者，有多种方式实现功能。在这方面， 附图是概略的，每一幅图仅仅表示本发明的一个可能的实施例。因此， 虽然附图用不同的块来表示不同的功能，但这绝不排除单项硬件或软 件实现几个功能。也不排除多项硬件或软件或两者的集成来实现一个 功能。此前所作的论述意味着参照附图的详细描述说明而非限制本发 明。存在许多的替换方案，它们都在所附权利要求的范围内。权利要 求中的任何附图标记都不应视作对该权利要求的限制。"包括"并不排 除未在权利要求中列出的其它元件或步骤的存在。元件或步骤前的不 定冠词并不排除多个这样的元件或步骤的存在。
权利要求
1.一种接收器(REC)，包括-同步电路(MIX2、C1、R1和VCO)，被设置为提供与调幅信号的载波同步的一组振荡器信号(OSI、OSQ、OSX、OSY)，该组振荡器信号(OSI、OSQ、OSX、OSY)包括相位不同的第一幅度解调振荡器信号(OSX)和第二幅度解调振荡器信号(OSY)；-第一幅度解调混合器(MIX3)，用于将第一幅度解调振荡器信号(OSX)与调幅信号混合，以获得第一幅度已解调信号(MO3)；-第二幅度解调混合器(MIX4)，用于将第二幅度解调振荡器信号(OSY)与调幅信号混合，以获得第二幅度已解调信号(MO4)；-幅值比较器(MDT1、MDT2、DDT)，被设置为比较第一幅度已解调信号(MO3)和第二幅度已解调信号(MO4)的各自幅值(M+、M-)，以获得相位误差检测信号，该相位误差检测信号随第一幅度已解调信号(MO3)和第二幅度已解调信号(MO4)的各自幅值(M+、M-)之间的差而变化。
2. 如权利要求l所述的接收器(REC)，该组振荡器信号(OSI、 OSQ、OSX、OSY)包括同相振荡器信号(OSI)，同相振荡器信号(OSI) 具有与调幅信号的载波基本相同的相位，第一幅度解调振荡器信号(OSX)和第二幅度解调振荡器信号(OSY)相对于同相振荡器信号 (OSI)具有相位差，基本上分别等于+45。和-45°。
3. 如权利要求l所述的接收器(REC)，包括耦合在幅值比较器 (MDT1、 MDT2、 DDT)与同步电路(MIX2、 Cl、 Rl、 VCO)中的频率控制点(SP)之间的相位误差校正路径(C2和CVC),该组振荡 器信号(OSI、 OSQ、 OSX、 OSY)的频率随频率控制点(SP)处的 信号而变化，相位误差校正路径(C2和CVC)被设置为响应于幅值 比较器(MDT1、 MDT2、 DDT)所提供的相位误差检测信号(IPED)， 向频率控制点(SP)施加相位误差校正信号(IPEC)。
4. 如权利要求3所述的接收器(REC)，相位误差校正路径(C2、 CVC)包括积分电路(C2)，因此频率控制点(SP)处的相位误差校正信号(IPEC)是幅值比较器(MDT1、 MDT2、 DDT)所提供的相 位误差检测信号(IPED)的积分。
5.如权利要求3所述的接收器(REC)，同步电路(MIX2、 Cl、 Rl、 VCO)包括相位检测混合器(MIX2)，相位捡测混合器(MIX2) 用于将调幅信号与正交振荡器信号(OSQ)混合，以便获得相位检测 信号(IPD)，其中正交振荡器信号(OSQ)相对于调幅信号的载波基 本上相移90。，以及相位检测混合器(MIX2)耦合用于向频率控制点 (SP)施加相位检测信号(IPD)。
6. —种用于检测接收器(REC)中的相位误差的方法，所述接 收器(REC)包括-同步电路(MIX2、 Cl、 Rl、 VCO)，设置为提供与调幅信号的 载波同步的一组振荡器信号(OSI、 OSQ、 OSX和OSY)，该组振荡 器信号(OSI、 OSQ、 OSX、 OSY)包括相位不同的第一幅度解调振 荡器信号(OSX)和第二幅度解调振荡器信号(OSY);-第一幅度解调混合器(MIX3)，用于将第一幅度解调振荡器信 号(OSX)与调幅信号混合，以获得第一幅度已解调信号(M03); 和-第二幅度解调混合器(MIX4)，用于将第二幅度解调振荡器信 号(OSY)与调幅信号混合，以获得第二幅度已解调信号(M04); 所述方法包括-幅值比较步骤，在该步骤中，比较第一幅度已解调信号(M03) 和第二幅度已解调信号(M04)的各自幅值(M+、 M-)，以获得相位 误差检测信号(IPED)，该相位误差检测信号(IPED)随第一幅度已 解调信号(M03)和第二幅度己解调信号(M04)的各自幅值(M+、 M-)之间的差而变化。
7. —种用于接收器(REC)的计算机程序产品，所述接收器(REC) 包括-同步电路(MIX2、 Cl、 Rl、 VCO)，设置为提供与调幅信号的 载波同步的一组振荡器信号(OSI、 OSQ、 OSX、 OSY)，该组振荡器 信号(OSI、 OSQ、 OSX、 OSY)包括相位不同的第一幅度解调振荡器信号(OSX)和第二幅度解调振荡器信号(OSY);-第一幅度解调混合器(MIX3)，用于将第一幅度解调振荡器信 号(OSX)与调幅信号混合，以获得第一幅度已解调信号(M03);和-第二幅度解调混合器(MIX4)，用于将第二幅度解调振荡器信 号(OSY)与调幅信号混合，以获得第二幅度已解调信号(MO4); 该计算机程序产品包括一组指令，当该组指令被载入接收器 (REC)中时，使所述接收器(REC)执行如权利要求6所述的方法。 8. —种视听系统(AVS)，包括根据权利要求1所述的接收器 (REC)、以及一种用于对所述接收器(REC)从接收信号中导出的信 号进行呈现的视听呈现装置(AVD)。
全文摘要
在接收器中，同步电路(MIX2、C1、R1、VCO)提供与调幅信号的载波同步的一组振荡器信号(OSI、OSQ、OSX、OSY)。该组振荡器信号(OSI、OSQ、OSX、OSY)包括相位不同的第一幅度解调振荡器信号(OSX)和第二幅度解调振荡器信号(OSY)。第一幅度解调混合器(MIX3)将第一幅度解调振荡器信号(OSX)与调幅信号混合，以获得第一幅度已解调信号(MO3)。第二幅度解调混合器(MIX4)将第二幅度解调振荡器信号(OSY)与调幅信号混合，以获得第二幅度已解调信号(MO4)。幅值比较器(MDT1、MDT2、DDT)比较第一幅度已解调信号(MO3)和第二幅度已解调信号的各自幅值(M+、M-)。相应地，获得相位误差检测信号(IPED)，相位误差检测信号(IPED)随第一幅度已解调信号(MO3)和第二幅度已解调信号(MO4)的各自幅值(M+、M-)之间的差而变化。
文档编号H03D1/22GK101233678SQ200680027457
公开日2008年7月30日 申请日期2006年7月20日 优先权日2005年7月25日
发明者罗布·福泰因 申请人:Nxp股份有限公司