专利名称：一种高精度电容触摸传感控制电路架构的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电路架构，特别涉及一种用于电容式触摸传感器的高精度电容触摸传感控制电路架构。
背景技术：
电容式触摸传感器适用于目前采用传统机械开关的任何产品之中，特别是小巧的便携式产品，如新款手机或媒体播放器的菜单控制按钮，利用可靠性高并具有成本效益的电容触摸传感器，可以轻松地改变这些高级菜单控制开关的式样，给人一种全新的操作感觉。而应用于白色家电中的电容触摸传感器可以避免水和油污对按键以及家电本身的损坏，提升家电的人性化和安全性。电容式触摸传感器取代传统的机械开关的另一个好处是，制造与装配工艺更加简单。传统的机械开关需要手工把每个开关插入到塑料壳体上面的专门孔洞之中，而一个包含所有这些开关的单一的电容触摸传感器板可以一步到位，放置在这个塑料壳体下面。含有一个定位槽口的传感器板安装孔和一些胶水就足以完成传感器板的安装与位置校准。随着混合信号技术的发展，电容式触摸传感器正成为各种电子产品中机械式开关的一种实用、增值型替代方案。
如
图1(a)所示，简单的平行板电容器具有两个极板，其间隔着一层电介质，于是上下极板间就有一个固有的感应电容CSENSOR(这里感应电容表示触摸极板在触摸前固有的对地电容)。如图1(b)所示，当人的手指接触极板时候，人体相当于地，等效于增大了极板对地面积，于是产生了一个电容增量ΔC(虚线电容)。
电容式触摸传感器的工作原理就是感应这个电容增量ΔC，把它转换成数据供处理器处理。目前的电容传感器有电荷转移法，张驰振荡计数法以及sigma-delta ADC法。这些方法有其各自优点，但是普遍存在结构复杂，功耗大，处理时间长，外围元件多等缺点。电容传感器关键是感应电容的变化量，而无需精确计量其电容值。
为此，现有的电容触摸传感控制电路多采用具有感应电容变化量上有结构简单，功耗小，实时处理，外围元件少等特点的恒流源充电原理感应触摸电容变化。
如图2所示为基于恒流源充电原理的电容触摸传感控制电路，它包括电流设置电阻(101)，引脚电容(102)，起始比较器(103)，结束比较器(104)，时间数字转换器TDC(105)，电压缓冲器(106)和电流镜(107)。其中CS是该引脚处的总电容，包括芯片引脚寄生电容和感应电容。参考电压VREF经过电压缓冲器(106)与电流设置电阻(101)产生一路参考电流I1，其中电压缓冲器(106)由一个误差放大器和一个源跟随连接的NMOS管构成。参考电流I1由电流镜(107)转换成充电电流I2对电容RS充电，电容RS引脚达到额定电平VSTA时，起始比较器(103)翻转，时间数字转换器TDC(106)开始计时；当电容RS引脚达到一个更高的额定电平VEND时，结束比较器(104)翻转，TDC结束计时。该时间间隔被转换成数据交给处理器处理。
T1＝(VEND-VSTA)CS/I2I2＝mI1＝mVREF/RST1＝RSCS*(VEND-VSTA)/mVREF其中m是电流镜的镜像系数，电压VEND，VSTA和VREF由同一个基准电压分压产生，所以(VEND-VSTA)/mVREF为常数，设该常数为β。
T1＝βRSCST2＝βRS(ΔC+CS)ΔT＝T2-T1＝βRSΔC如图3所示，Charge Line1和Charge Line2分别是表示感应电容改变前后的充电曲线，说明了该充电过程。
实际应用中，人手触摸能够引起的电容变化大约1pF，也就是说ΔC＝1pF。芯片引脚寄生电容大约10pF，外部感应电容大约5pF，ΔT的读数只是T2读数的1/16；某些情况下引脚寄生电容和感应电容可能更大，而人手触摸引起的电容变化可能更小，滑动感应或绝对位置判断等更高级应用中需要从这个微小的电容变化获得相对较大的读数，也就是说需要很高的感应电容变化的精度。但是设置电阻不可能取太大，因为太小的电流容易受到干扰，时间数字转换器TDC的读数也有一定位数的限制，所以现有电容触摸传感控制电路结构在固有电容值较大的情况下感应微小的电容变化难以实现高精度。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于提供一种高精度电容触摸传感控制电路架构，采用恒流源充电原理感应触摸电容变化，实现了感应电容变化的高精度。
本发明所要解决的技术问题可以通过以下技术方案来实现一种高精度电容触摸传感控制电路架构，它包括电压缓冲器、电流设置电阻、电流镜、起始比较器、结束比较器和时间数字转换器，其特征在于，它还包括感应引脚等效电容和参考引脚等效电容；所述参考电压通过电压缓冲器和电流设置电阻产生参考电流，所述参考电流通过电流镜产生充电电流分别对所述感应引脚等效电容和参考引脚等效电容充电；参考引脚等效电容激发所述起始比较器，时间数字转换器开始计时，由感应引脚等效电容激发所述结束比较器，时间数字转换器结束计时并将时间间隔转换成数据传输给处理器处理。
所述电压缓冲器由误差放大器和源跟随连接的NMOS管构成，所述参考电压输入误差放大器输入端的正极，误差放大器的输出端与所述NMOS管的栅极连接，NMOS管的漏极接入所述电流镜，源极与所述误差放大器输入端的负极连接，然后接入所述电流设置电阻的一端，电流设置电阻的另一端接地。
所述感应引脚等效电容包括寄生电容I和感应电容，所述参考引脚等效电容包括寄生电容II和参考电容，所述电流镜由MOS管MP1、MP2、MP3组成；MOS管MP1、MP2、MP3的源极互相连接，MP1、MP2、MP3的栅极互相连接，然后分别接入MOS管MP1的漏极和所述电压缓冲器中NMOS管的漏极中；所述寄生电容I和感应电容的一端分别接地，另一端互相连接后分别接入MOS管MP2的漏极和结束比较器输入端的正极，所述寄生电容II和参考电容一端分别接地，另一端互相连接后分别接入MOS管MP3的漏极和起始比较器输入端的正极。
所述起始比较器和结束比较器输入端的负极分别接参考电压VCOMP，起始比较器和结束比较器的输出端分别接入时间数字转换器输入端的STA和END端，时间数字转换器的输出端接处理器。
在实际应用中，考虑到本发明中需要两个参考电压，同时电源电压的波动也会干扰充电电流和时间数字转换器，为了隔离外部电源上的干扰，在所述电压缓冲器、起始比较器和结束比较器之前接入一个低压降电压调节器，它由基准源、放大器、MOS管和电阻构成，所述基准源接入放大器输入端的负极，放大器的输出端与MOS管的栅极连接；外部电源接入MOS管的源极，MOS管的漏极依次连接三个电阻，电阻的另一端接地，放大器输入端的正极接入参考电压端，给内部一个干净稳定的电源，同时基准源通过电阻分压得到两个参考电压。
为了能选择是同时对各引脚电容充电还是分别对各引脚电容充电，在本发明中，还包括一个n选1的选通器，其输入端与多组感应引脚等效电容连接，其输出端与结束比较器输入端的正极连接。
本发明的原理如下由参考引脚等效电容提供参考电容CREF、感应引脚等效电容提供感应电容CSENSOR，当参考电容CREF的值达到起始比较器的比较电平VCOMP时，时间数字转换器开始计时，当感应电容CSENSOR的值达到结束比较器的比较电平VCOMP时，时间数字转换器计时结束，电容值被转换成时间量；时间数字转换器将时间量最后被转换成可处理数据输入处理器；两次采样的数据将产生一个时间差ΔT，该值即反应感应电容变化。
T1＝VCOMP(CSENSOR-CREF)/I2I2＝mI1＝mVREF/RST1＝RS(CSENSOR-CREF)VCOMP/mVREF其中m是电流镜的镜像系数，电压VCOMP和VREF由一个基准电压分压产生，所以VCOMP/mVREF为常数，设该常数为K。
T1＝KRS(CSENSOR-CREF)T2＝KRS(ΔC+CSENSOR-CREF)ΔT＝T2-T1＝KRSΔC由于参考引脚等效电容较小，最先达到比较电平VCOMP，时间数字转换器开始计时。当感应引脚电压被充到VCOMP时，时间数字转换器结束计时记为T1。当电容变化时，重复上一过程，时间数字转换器读数记为T2。两次测量时间差ΔT＝T2-T1，反应电容变化。
假设寄生电容为10pF，感应电容5pF，参考电容4.5pF，ΔC为1pF。ΔT的读数是T2读数的2/3。
从上可知，引脚寄生电容被完全抵消，过大的感应电容CSENSOR也可以依靠设置一个合理的参考电容CREF被很大程度的抵消。感应电容的变化量ΔC占计时电容的比重很大，于是电容的微小变化也能得到一个较大的时间数字转换器读数，这样就实现了感应电容变化的高精度。
本发明的一种高精度电容触摸传感控制电路架构具有如下的优点1、结构简单，功耗小，实时处理，外围元件少。
2、电阻电容值被转化成一个时间量，这个时间量仅与电阻电容值乘积相关，而与电源电压以及参考电压无关，调节外部电阻可以调节感应精度。
3、通过设置合适的参考电容使得测量电容时，固有的引脚寄生电容和感应电容被大部分抵消，电容变化量读数比重被放大，感应精度提高。
以下结合附图和具体实施方式
来进一步说明本发明。
图1(a)是感应电容的示意图；图1(b)是触摸感应电容的示意图；图2是现有的一种电容触摸传感控制电路架构原理图；图3是现有的一种电容触摸传感控制电路的工作时序波形的示意图；图4是本发明的一种高精度电容触摸传感控制电路架构的原理图；图5是本发明电路的工作时序波形的示意图；图6是本发明中产生工作电压和参考电压的低压降电压调节器原理图；图7是本发明的另一种高精度电容触摸传感控制电路架构的原理图；图8(a)是多通道在不同充电方式下感应电容的示意图；图8(b)是多通道在不同充电方式下触摸感应电容的示意图。
具体实施例方式
如图4所示，本发明所提供的一种高精度电容触摸传感控制电路架构，它包括电压缓冲器(206)、电流设置电阻(201)、电流镜(207)、起始比较器(203)、结束比较器(204)和时间数字转换器(205)，还包括感应引脚等效电容(202)和参考引脚等效电容(208)；参考电压通过电压缓冲器(206)和电流设置电阻(201)产生参考电流，所述参考电流通过电流镜(207)产生充电电流分别对感应引脚等效电容(202)和参考引脚等效电容(208)充电；参考引脚等效电容(208)激发起始比较器(203)，时间数字转换器开始计时，由感应引脚等效电容(202)激发结束比较器(204)，时间数字转换器(205)结束计时并将时间间隔转换成数据传输给处理器处理。
感应引脚等效电容(202)包括寄生电容CPARA和感应电容CSENSOR。参考引脚等效电容(208)包括寄生电容CPARA和参考电容CREF，参考电容CREF取值必须小于感应电容CSENSOR的取值。参考电压VREF经过电压缓冲器(206)与电流设置电阻(201)产生一路参考电流I1，其中电压缓冲器(206)由一个误差放大器和一个源跟随连接的NMOS管构成。参考电流I1由电流镜(207)转换成两路相等的充电电流I2、I3同时对感应电容CSENSOR和参考电容CREF充电，参考电容CREF引脚达到额定比较电平VCOMP时，起始比较器(203)翻转，时间数字转换器TDC(206)开始计时；当感应电容CSENSOR引脚达到额定电平VCOMP时，结束比较器(204)翻转，时间数字转换器TDC(206)结束计时；该时间间隔被转换成数据交给处理器处理。
电容值被转换成时间量，时间量最后被转换成可处理数据。若感应电容CSENSOR值发生变化，两次采样的TDC数据将产生一个时间差ΔT，该值即反应感应电容CSENSOR变化。
T1＝VCOMP(CSENSOR-CREF)/I2I2＝mI1＝mVREF/RST1＝RS(CSENSOR-CREF)VCOMP/mVREF其中m是电流镜(207)的镜像系数，电压VCOMP和VREF由一个基准电压分压产生，所以VCOMP/mVREF为常数，设该常数为K。
T1＝KRS(CSENSOR-CREF)T2＝KRS(ΔC+CSENSOR-CREF)ΔT＝T2-T1＝KRSΔC图5说明了该充电过程。由于参考引脚等效电容(208)较小，Charge Ref最先达到比较电平VCOMP，时间数字转换器TDC(206)开始计时。当感应电容CSENSOR引脚电压被充到VCOMP时，见Charge Line1，时间数字转换器TDC(206)结束计时记为T1。当感应电容CSENSOR变化时，重复上一过程，Charge Line2表示感应电容CSENSOR引脚电压，时间数字转换器TDC(206)读数记为T2。两次测量时间差ΔT＝T2-T1，反应感应电容CSENSOR变化。
假设寄生电容CPARA为10pF，感应电容CSENSOR为5pF，参考电容CREF为4.5pF，ΔC为1pF。ΔT的读数是T2读数的2/3。
由图形和式子易知寄生电容CPARA被完全抵消，过大的感应电容CSENSOR也可以依靠设置一个合理的参考电容CREF被很大程度的抵消。感应电容CSENSOR的变化量ΔC占计时电容的比重很大，于是感应电容CSENSOR的微小变化也能得到一个较大的时间数字转换器TDC(206)读数，这样就实现了感应电容CSENSOR变化的高精度。
图5所示的时间量T1经过时间数字转换器TDC(206)转换成的数据D1我们也称作基线，当人手触摸改变感应电容CSENSOR得到T2转换成的数据D2，D2和D1的差ΔD即被处理成有效按键。实际应用不同于上述的理想情况，由于感应电容CSENSOR可能随外部环境，如温度湿度等条件变化，这样就会造成基线的波动。而不同的人或者手指干湿程度的不同也会造成ΔD的不同。这就需要处理器对这些数据做特殊处理，在排除外界干扰的情况下能够正确识别出触摸与否(数据处理将采用基线跟踪，门限判别，多次平均等技术，由于超出本专利范围，不再详细叙述)。
如图6所示，在实际应用中，考虑到本发明中需要两个参考电压VREF和VCOMP，同时电源电压VDD的波动也会干扰充电电流I2、I3和时间数字转换器TDC(206)，为了隔离外部电源DVDD上的干扰，在电压缓冲器(206)、起始比较器(203)和结束比较器(204)之前接入一个低压降电压调节器，它由基准源BANDGAP、放大器EA、MOS管和电阻构成，基准源BANDGAP接入放大器EA输入端的负极，放大器EA的输出端与MOS管的栅极连接；外部电源DVDD接入MOS管的源极，MOS管的漏极依次连接三个电阻，电阻的另一端接地，放大器EA输入端的正极接入参考电压VREF端，给内部一个干净稳定的电源，同时基准源BANDGAP通过电阻分压得到参考电压VREF、VCOMP和电源电压VDD供电压缓冲器(206)、起始比较器(203)和结束比较器(204)使用。
图7是一种多通道电容触摸传感控制电路。包括电流设置电阻(301)，若干感应引脚等效电容(302)，起始比较器(303)，结束比较器(304)，时间数字转换器TDC(305)，电压缓冲器(306)，多路电流镜(307)，参考引脚等效电容(308)和n选1选通器(309)。n选1选通器(309)每次选中一个感应电容通路，也就是说某一个时刻只有一个充电通路被当作结束信号，其它工作原理同图4结构所述。
这里多路充电方案采用多路电流镜(307)还有一个额外的好处，多个通道可以选择是同时对各引脚电容充电还是分别对各引脚电容充电。图8(a)描述了分别充电时某引脚等效电容，该电容包括各种寄生电容和感应电容，由于实际应用中，芯片引脚，走线，感应极板位置的接近，当该引脚电位上升时候，临近引脚保持相对低电位，这个电位差必然导致该引脚和临近引脚之间存在寄生电容。虚线电容为人手触摸后的电容增量ΔC(虚线电容)。图8(b)描述了同时充电时某引脚等效电容，由于该引脚和临近引脚不存在电位差，于是固有电容减少，当人手触摸时，等效的接地面积较分别充电时变大，增量电容变大。固有电容读数变小，电容改变量读数被进一步放大，提高了感应精度。
以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征及其优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。
权利要求
1.一种高精度电容触摸传感控制电路架构，它包括电压缓冲器、电流设置电阻、电流镜、起始比较器、结束比较器和时间数字转换器，其特征在于，它还包括感应引脚等效电容和参考引脚等效电容；所述参考电压通过电压缓冲器和电流设置电阻产生参考电流，所述参考电流通过电流镜产生充电电流分别对所述感应引脚等效电容和参考引脚等效电容充电；参考引脚等效电容激发所述起始比较器，时间数字转换器开始计时，由感应引脚等效电容激发所述结束比较器，时间数字转换器结束计时并将时间间隔转换成数据传输给处理器处理。
2.根据权利要求1所述的高精度电容触摸传感控制电路架构，其特征在于所述电压缓冲器由误差放大器和源跟随连接的NMOS管构成，所述参考电压输入误差放大器输入端的正极，误差放大器的输出端与所述NMOS管的栅极连接，NMOS管的漏极接入所述电流镜，源极与所述误差放大器输入端的负极连接，然后接入所述电流设置电阻的一端，电流设置电阻的另一端接地。
3.根据权利要求1所述的高精度电容触摸传感控制电路架构，其特征在于所述感应引脚等效电容包括寄生电容I和感应电容，所述参考引脚等效电容包括寄生电容II和参考电容，所述电流镜由MOS管MP1、MP2、MP3组成；MOS管MP1、MP2、MP3的源极互相连接，MP1、MP2、MP3的栅极互相连接，然后分别接入MOS管MP1的漏极和所述电压缓冲器中NMOS管的漏极中；所述寄生电容I和感应电容的一端分别接地，另一端互相连接后分别接入MOS管MP2的漏极和结束比较器输入端的正极，所述寄生电容II和参考电容一端分别接地，另一端互相连接后分别接入MOS管MP3的漏极和起始比较器输入端的正极。
4.根据权利要求1所述的高精度电容触摸传感控制电路架构，其特征在于所述起始比较器和结束比较器输入端的负极分别接参考电压VCOMP，起始比较器和结束比较器的输出端分别接入时间数字转换器输入端的STA和END端，时间数字转换器的输出端接处理器。
5.根据权利要求4所述的高精度电容触摸传感控制电路架构，其特征在于在所述电压缓冲器、起始比较器和结束比较器之前接入一个低压降电压调节器，它由基准源、放大器、MOS管和电阻构成，所述基准源接入放大器输入端的负极，放大器的输出端与MOS管的栅极连接；外部电源接入MOS管的源极，MOS管的漏极依次连接三个电阻，电阻的另一端接地，放大器输入端的正极接入参考电压端。
6.根据权利要求4所述的高精度电容触摸传感控制电路架构，其特征在于它还包括一个n选1的选通器，其输入端与多组感应引脚等效电容连接，其输出端与结束比较器输入端的正极连接。
全文摘要
本发明公开了一种高精度电容触摸传感控制电路架构，采用恒流源充电原理感应触摸电容变化，实现了感应电容变化的高精度；它包括电压缓冲器、电流设置电阻、电流镜、起始比较器、结束比较器和时间数字转换器，它还包括感应引脚等效电容和参考引脚等效电容；所述参考电压通过电压缓冲器和电流设置电阻产生参考电流，所述参考电流通过电流镜产生充电电流分别对所述感应引脚等效电容和参考引脚等效电容充电；参考引脚等效电容激发所述起始比较器，时间数字转换器开始计时，由感应引脚等效电容激发所述结束比较器，时间数字转换器结束计时并将时间间隔转换成数据传输给处理器处理。
文档编号H03K17/94GK101039115SQ20071003797
公开日2007年9月19日 申请日期2007年3月12日 优先权日2007年3月12日
发明者程剑涛, 张忠, 吴珂 申请人:启攀微电子(上海)有限公司