专利名称：可修整噪声的功率放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种功率放大器，且特别是涉及一种可修整噪声的功率放大器。
背景技术：
图1示出了传统音频放大器的电路方块图。参考图l， 一般功率放大器， 尤其是音频功率放大器，会采用负反馈设计以得到一稳定增益，本电路中反
馈电路是使用R-R电路组成的电压调节器140,其中(3为一反馈因子 (Feedback Factor,例如为|3 1)。如图1所示，积分器110的输入端电压 VIN的工作电压为低电压(Low Voltage),输出功率放大级130的工作电压为 高电压(High Voltage),电压调节器140用于将功率放大级130的高电压转 换为低电压(因P1)输入至积分器110,使电路可顺利动作。
然而，自从放大器由真空管演进到晶体管以后，噪声干扰一直是音频功 率放大器所遭遇最大的问题。噪声要来源为电源畔音(Power Supply H腿)。 这是由于输出功率放大级130会从电源供应端VDD抽取大电流，但是却无法 对电源供应端VDD进行有效的滤波。所以当闸极信号触发，要求电源供应端 VDD通过一纯净的大电流时，该大电流本身即含有噪声而非纯净，所以会将 噪声通过电压调节器140馈入整体电路。以上内容请参考Adel S. Sedra & Kenneth C. Smith所著Microelectronic Circuit第四版第八章第二节。
上述图1的电路虽然可利用反馈电路中的电压调节器140将电路将功率 输出级130的高电压转换为低电压输入至积分器110。但是在功率输出级130 的输出电压VO(即VOP-VON)中包含有高频的噪声，在经由电压调节器140时， 只能将电压直流部分按等比例缩小(如P为0.4，若电压调节器140的正负端 之间的输入电压为10V，则电压调节器140正负端之间输出电压为4V;如(3 为0. 6，若电压调节器140正负端之间的输入电压为10V，则电压调节器140 正负端之间的输出电压为6V)，并不会将高频的噪声也跟着变小。并且(3的 大小也影响总谐波失真(Total Harmonic Distortion, THD)的好坏，而总谐波失真的好坏也影响着功率输出级的优劣性。当P较大时，THD较好；当P 较小时，THD就会变的不好。因此总谐波失真与噪声干扰的问题不但无法解 决，也会使高电压侧与低电压侧的电路连结发生问题，并且无法保持原有的 输入音频信号。
发明内容
本发明的目的就是提供一种可修整噪声的功率放大器，可有效地减少总 谐波失真与噪声(Noise)干扰对电路的影响。
本发明提供一种功率放大器，用以依据所接收的差动模式输入信号产生 一差动模式输出信号以驱动一负载。该功率放大器包括差动模式积分器、驱 动单元及低通滤波和积分单元。差动模式积分器接收差动模式输入信号与差 动模式反馈信号并进行积分操作，以输出差动模式中间信号。驱动单元根据 差动模式中间信号输出差动模式输出信号以驱动负载。低通滤波和积分单元 滤波差动模式输出信号并进行积分操作，以输出差动模式反馈信号给差动模 式积分器。
本发明藉由低通滤波和积分单元，取代传统电路中的电压调节器，使电 路增加抵抗噪声干扰的能力并保有原来将高电压转换为低电压的功能。因此， 本发明可有效地减少总谐波失真与噪声干扰对电路的影响，并在高电压侧与 低电压侧的电路间有较好的连接关系。
为让本发明的上述和其它目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较 佳实施例，并配合附图，作详细i兌明如下。
图1示出了传统音频放大器的电路方块图。
图2示出了本发明实施例的可修整噪声的功率放大器的电路方块图。
图3示出了图2功率放大器的电路图。
图4示出了图3功率放大器电路的信号流程图。
附图符号说明
110:积分器
130:功率放大级
140:电压调节器210:差动纟莫式积分器 220:转换单元 230:驱动单元 231:脉宽调制级 232:桥式电路 240:负载
250:低通滤波和积分单元
311:第一电阻
312:第二电阻
313:第三电阻
314:第四电阻
315:第一运算放大器
316:第一电容
317:第二电容
321:第五电阻
322:第六电阻
32 3:第七电阻
324:第八电阻
325:第二运算放大器
331:第一比较器
332:第二比较器
333:第一开关
334:第二开关
335:第三开关
336:第四开关
351:第九电阻
352:第十电阻
353:第十一电阻
354:第十二电阻
355:第三运算放大器
356:第三电容357:第四电容。
具体实施例方式
在下述诸实施例中，当元件被指为「连接」或「耦接」至另一元件时， 其可为直接连接或耦接至另一元件，或可能存在介于其间的元件。相对地， 当元件被指为「直接连接J或「直接耦接」至另一元件时，则不存在有介于 其间的元件。
以下将以D类音频功率放大器(class-D audio power amplifier)做为 本发明的实施范例。但是本发明并不以此为限，所属领域具有通常知识者， 亦可根据本发明的精神，将之套用于各式功率放大器，例如A类、B类、AB 类等功率放大器。
图2示出了本发明实施例的可修整噪声的功率放大器的电路方块图。请 参考图2,该功率放大器包括差动模式积分器210、转换单元220、驱动单元 230、负载240以及低通滤波和积分单元250。差动模式积分器210将所接收 的音频信号(在此为差动模式输入信号VIN与VIP)以及差动模式反馈信号 进行积分操作，以产生差动模式中间信号(differential mode intermediate signal)。驱动单元230根据差动模式积分器210所产生的差动模式中间信 号来决定工作状态，并且驱动单元230输出差动模式输出信号VON与V0P以 驱动负载240。本实施例是利用转换单元220先将差动模式中间信号转换为 单端模式中间信号，以控制驱动单元230。应用本发明者亦可视其需求而省 略转换单元220,而让驱动单元230直接受控于差动模式中间信号。低通滤 波和积分单元250滤波差动模式输出信号VON与VOP并进行积分操作，以输 出反馈信号至差动模式积分器210。在本实施例中，该负载240可以为喇叭 或其它负载。
图3示出了图2功率放大器的电路图。请参照图3,差动模式积分器210 包括第一电阻311、第二电阻312、第三电阻313、第四电阻314、第一运算 放大器315、第一电容316及第二电容317。第一电阻311与第二电阻312的 第一端各自接收该输入信号的第一端信号VIP与第二端信号VIN。第三电阻 313与第四电阻314的第一端各自接收该差动;漠式反馈信号的第一端信号与 第二端信号。
第一运算放大器315的第一输入端(例如为正输入端)耦接至第一电阻311的第二端与第三电阻313的第二端，而其第二输入端(例如为负输入端) 则耦接至第二电阻312的第二端与第四电阻314的第二端。第一运算放大器 315的第一输出端(例如为正输出端)与第二输出端(例如为负输出端)分 别输出该差动模式中间信号的第一端信号与第二端信号。第一电容316的第 一端与第二端分别耦接至第一运算放大器315的第二输出端与第一输入端。 第二电容317的第一端与第二端分别耦接至第一运算放大器315的第一输出 端与第二输入端。如此便可构成一差动输入及输出的积分电路。
所属领域具有通常知识者可以依其需求而调配电阻311-314的电阻值 以及电容316 ~ 317的电容值，亦即调整其阻抗匹配以控制差动模式积分器 210的低通带带宽。在本实施例中，第一电阻311与第二电阻312的电阻值 譬如为Rl,而第三电阻313与第四电阻314的电阻值譬如为G* Rl (G与Rl 为实数)。第一电容316与第二电容317的电容值譬如均为C1(C1为实数)。
转换单元220包括第五电阻321、第六电阻322、第七电阻323、第八电 阻324及第二运算放大器325。第五电阻321的第一端耦接至差动模式积分 器210的第一输出端，以接收该差动模式中间信号的第一端信号。第六电阻 322的第一端耦接至差动模式积分器210的第二端，以接收该差动模式中间 信号的第二端信号。第七电阻323的第一端耦接至第六电阻322的第二端。 第八阻抗324的第一端接收耦接至第五电阻321的第二端，其第二端接收一 参考电压Vref。在本实施例中，上述参考电压Vref的电平譬如为功率放大 器的电源电压VDD的二分之一。第二运算放大器325的第一输入端(例如为 正输入端)耦接至第五电阻321的第二端，其第二输入端(例如为负输入端) 则耦接至第六电阻322的第二端，而其输出端耦接至第七电阻323的第二端， 并输出单端模式中间信号。
所属领域具有通常知识者可以依据其需求，而以任何手段实施第五电 阻~第八电阻，以及依据需求决定各电阻的电阻值以获得所需的电路特性。 在本实施例中，第五电321与第六电阻322均以电阻值为R2的电阻实施之， 而第七电阻323与第八电阻324均以电阻值为F*R2的电阻实施之(F为实数)。
马区动单元230包括脉宽调制级(pulse width modulation stage, PWM stage) 231以及桥式电路232。脉宽调制级231用以产生至少一脉宽调制信 号(本实施例为第一脉宽调制信号P丽S1以及第二脉宽调制信号P丽S2)。 其中，脉宽调制级231依据单端模式中间信号而调制脉宽调制信号P丽S1与P丽S2的脉宽。脉宽调制级231包括第一比较器331与第二比较器332。第一 比较器331的第一输入端(例如为正输入端)接收单端模式中间信号，其第 二输入端(例如为负输入端)接收三角波信号TWG,而其输出端输出第一脉 宽调制信号P丽S1。第二比较器332的第一输入端(例如为正输入端)接收 单端模式中间信号，其第二输入端(例如为负输入端)接收三角波信号TWG, 而其输出端输出第二脉宽调制信号P観S2。
本实施例的桥式电路232是以Class-D输出放大级为例，但是并不以此 为P艮。桥式电路232包括多个受控于脉宽调制信号P丽S1与P丽S2的开关(本 实施例为第一开关333、第二开关334、第三开关335以及第四开关336 )。 在桥式电路232中，第一开关333的第一端接收第一电压(例如为电源电压 VDD),其第二端将输出信号的第一端信号V0N输出至负载240的第一端。第 二开关334的第一端接收第二电压(例如为接地电压)，其第二端耦接至负 载240的第一端。其中，开关333与334均受控于第一脉宽调制信号P麵1。
第三开关335的第一端接收第一电压，其第二端将输出信号的第二端信 号VOP输出至负载240的第二端。第四开关336的第一端接收第二电压，其 第二端耦接至负载240的第二端。其中，开关335与336均受控于第二脉宽 调制信号P丽2。
在本实施例中，上述第一开关333与第三开关335为P型晶体管，而第 二开关334与第四开关336则为N型晶体管，四者构成一个Class-D输出放 大级。脉宽调制级231藉由调制脉宽调制信号P丽S1与P麵S2的脉宽与相位 而控制桥式电路的开关333 ~ 336。因此，驱动单元230可以依据单端模式中 间信号而输出音频信号(即该输出信号VON与VOP)来驱动负载240。在本实 施例中，第一电压为电源电压VDD，是指驱动输出放大级的电压，而非以整 体电路的电源电压为限；第二电压亦为电压参考电平，而非以接地电压为限。
低通滤波和积分单元250包括第九电阻351、第十电阻352、第三运算放 大器355 、第十一电阻353、第十二电阻354、第三电容356以及第四电容357。 第九电阻352与第十电阻352的第一端各自接收差动模式输出信号的第一端 信号VON与第二端信号VOP。第三运算放大器355的第一输入端(例如为正 输入端)耦接至第九电阻351的第二端，而其第二输入端(例如为负输入端) 耦接至第十电阻352的第二端。第三运算放大器355的第一输出端(例如为 正输出端)与第二输出端(例如为负输出端)分别输出差动模式反馈信号的第一端信号与第二端信号给差动模式积分器210。
第十一电阻353的第一端与第二端分别耦接至第三运算放大器355的第 二输出端与第一输入端。第十二电阻354的第一端与第二端分别耦接至第三 运算放大器355的第一输出端与第二输入端。第三电容356的第一端与第二 端分别耦接至第三运算放大器355的第二输出端与第一输入端。第四电容357
的第一端与第二端分别耦接至第三运算放大器355的第一输出端与第二输入
二山"而。
所属领域具有通常知识者可以依其需求而调配电阻351 - 354的电阻值 以及电容356 ~ 357的电容值，亦即调整其阻抗匹配以控制低通滤波和积分单 元250的低通带带宽。在本实施例中，第九电阻351与第十电阻352的电阻 值譬如为R3，而第十一电阻353与第十二电阻354的电阻值譬如为|3 *R3( |3 为实数)。第三电容356与第四电容357的电容值譬如均为C2。
图4示出了图3功率放大器电路的转移函数的方块图。请参考图4,由 此转移函数方块图可推得输出信号VO = [-KAl(s)/(l+K P A2(s))]*VS + [K/(l+K M2 (s))] *VE,其中VO = VOP —VON, VS = VIN —VIP, Al (s) = —1/SCR, A2 (s) = -1/SGCR = Al (s) /G, VE为噪声(THD+Noise),并且S = jco = j2兀f, f即为频率。此时忽略VIN，可得电压与高频噪声的关系为VO = [K/(l+K(3 A2(s))]*VE,并且令K(3 A2(s)〉>l,则出V0 VE/P A2 (s)。因此输出信号 与噪声比为V0/VE l/|3A2(s)。但是，只要PA2(s)越大，噪声VE的值就 会越小，而输出信号V0电压中的噪声就会减少，如此就可有效地减少将电路 中的噪声成分。
上述图3电路中，反馈电路的低通滤波和积分单元250是使用一低通滤 波器实施之，在此，低通滤波器不但可以保留原始的音源信号并且依据反馈 因子的大小调整输出端的电压，还可将不必要的高频噪声滤除。传统的反馈 电路使用一电压调节器，只能改变电压的大小，并不能滤除高频噪声的成分。 因此在与传统电路做比较，本发明施实例的电路不但可减少电压中夹带的噪 声成分，而且在高电压侧与低电压侧可以有良好的连结关系。
纵上所述，本发明藉由低通滤波和积分单元，取代传统电路中的电压调 节器，使本发明的电路可在反馈电路中减少总谐波失真与噪声干扰，并保有 原来传统电路中将高电压转换为低电压，以供低电压侧使用的功能。因此， 本发明可有效地减少总谐波失真与噪声干扰对电路的影响，并在高压侧与低虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，但是，其并非用以限定本发明， 任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当 可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视本发明的申请专利范围 所界定者为准。
权利要求
1. 一种功率放大器，用以依据所接收的差动模式输入信号产生一差动模式输出信号以驱动一负载，该功率放大器包括差动模式积分器，用以接收该差动模式输入信号与一差动模式反馈信号并进行积分操作，以输出一差动模式中间信号；驱动单元，用以根据该差动模式中间信号输出该差动模式输出信号以驱动该负载；以及低通滤波和积分单元，用以滤波该差动模式输出信号并进行积分操作，以输出该差动模式反馈信号给该差动模式积分器。
2. 如权利要求1所述的功率放大器，其中，该差动模式积分器包括 第一电阻，其第一端接收该差动^f莫式输入信号的第一端信号；第二电阻，其第一端接收该差动模式输入信号的第二端信号； 第三电阻，其第 一端接收该差动模式反馈信号的第 一端信号； 第四电阻，其第一端接收该差动模式反馈信号的第二端信号； 第一运算放大器，其第一输入端耦接至该第一电阻的第二端与该第三电 阻的第二端，该第 一运算放大器的第二输入端耦接至该第二电阻的第二端与 该第四电阻的第二端，其中，该第一运算放大器的第一输出端与第二输出端 分别输出该差动模式中间信号的第 一端信号与第二端信号；第一电容，其第一端与第二端分别耦接至该第一运算放大器的第二输出 端与第一输入端；以及第二电容，其第一端与第二端分别耦接至该第一运算放大器的第一输出端与第二输入端。
3. 如权利要求2所述的功率放大器，其中，该第一电阻与该第二电阻的 阻值相同。
4. 如权利要求2所述的功率放大器，其中该第三电阻与该第四电阻的阻 值相同。
5. 如权利要求2所述的功率放大器，其中，该第一电容与该第二电容的 电容值相同。
6. 如权利要求1所述的功率放大器，还包括一转换单元，将该差动模式 中间信号转换为一单端模式中间信号，该单端模式中间信号由驱动单元接收。
7. 如权利要求6所述的功率放大器，其中，该转换单元包括 第五电阻，其第 一端接收该差动模式中间的信号的第 一端信号； 第六电阻，其第一端接收该差动模式中间的信号的第二端信号； 第七电阻，其第一端耦接至该第六电阻的第二端；第八电阻，其第一端耦接至该第五电阻的第二端，该第八电阻的第二端 接收一参考电压；以及第二运算放大器，其第一输入端耦接至该第五电阻的第二端，其第二输入端耦接至该第六电阻的第二端，而其输出端耦接至该第七电阻的第二端，其中该第 一运算放大器的输出端输出该单端模式中间信号。
8. 如权利要求7所述的功率放大器，其中，该第五电阻与该第六电阻的 阻值相同。
9. 如权利要求7所述的功率放大器，其中，该第七电阻与该第八电的阻值相同。
10. 如权利要求7所述的功率放大器，其中，该参考电压的电平为电源电 压电平的二分之一。
11. 如权利要求6所述的功率放大器，其中，该驱动单元包括 脉宽调制级，用以产生至少一脉宽调制信号，其中，依据单端模式中间的信号而调制至该脉宽调制信号的脉宽；以及桥式电路，具有多数个开关，且该些开关受控于该脉宽调制信号。
12. 如权利要求11所述的功率放大器，其中，该脉宽调制级产生一第一 脉宽调制信号及一第二脉宽调制信号，并依据单端模式中间的信号调制该第 一脉宽调制信号及该第二脉宽调制信号的脉宽。
13. 如权利要求12所述的功率放大器，其中，该脉宽调制级包括 第一比较器，其第一输入端接收该单端模式中间的信号，其第二输入端接收一三角波信号，而其输出端输出该第一脉宽调制信号；以及第二比较器，其第一输入端接收该单端模式中间的信号，其第二输入端 接收该三角波信号，而其输出端输出该第二调制信号。
14. 如权利要求12所述的功率放大器，其中，该桥式电路包括 第一开关，其第一端接收一第一电压，其第二端耦接至该负载的第一端，而该第一开关受控于该第一脉宽调制信号；第二开关，其第一端接收一第二电压，其第二端耦接至该负载的第一端，并且该第二开关受控于该第 一脉宽调制信号；第三开关，其第一端接收该第一电压，其第二端耦接至该负载的第二端， 而该第三开关受控于该第二脉宽调制信号；以及第四开关，其第一端接收该第二电压，其第二端耦接至该负载的第二端， 而该第四开关受控于该第二脉宽调制信号。
15. 如权利要求14所述的功率放大器，其中，该第一开关与该第三开关 为P型晶体管，而该第二开关与该第四开关为N型晶体管。
16. 如权利要求14所述的功率放大器，其中，该第一电压是一电源电压 以及该第二电压是一接地电压。
17. 如权利要求1所述的功率放大器，其中，该低通滤波和积分单元包括 第九电阻，其第一端接收该差动模式输出信号的第一端信号； 第十电阻，其第一端接收该差动模式输出信号的第二端信号； 第三运算放大器，其第一输入端耦接至该第九电阻的第二端，其第二输入端耦接至该第十电阻的第二端，其中该第三运算放大器的第一输出端与第 二输出端分别输出该差动模式反馈信号的第一端信号与第二端信号；第十一电阻，其第一端与第二端分别耦接至该第三运算放大器的第二输 出端与第一输入端；第十二电阻，其第一端与第二端分别耦接至该第三运算放大器的第一输出端与第二输入端；第三电容，其第一端与第二端分别耦接至该第三运算放大器的第二输出 端与第一输入端；以及第四电容，其第一端与第二端分别耦接至该第三运算放大器的第 一输出 端与第二输入端。
18. 如权利要求17所述的功率放大器，其中，该第九电阻与该第十电阻 的阻值相同。
19. 如权利要求17所述的功率放大器，其中，该第十一电阻与该第十二 电阻的阻值相同。
20. 如权利要求17所述的功率放大器，其中，该第三电容与该第四电容 的电容值相同。
21. 如权利要求1所述的功率放大器，其中，该差动模式输入信号为音频信号。
22.如权利要求1所述的功率放大器，其中，该负载包括一喇叭。
全文摘要
一种可修整噪声的功率放大器，其可修整一般功率放大器所遭受的噪声干扰问题。该功率放大器包括差动模式积分器、驱动单元及低通滤波和积分单元。差动模式积分器接收差动模式输入信号与差动模式反馈信号并进行积分操作，以输出差动模式中间信号。驱动单元输出该差动模式输出信号，并根据该差动模式中间的信号以驱动负载。低通滤波和积分单元滤波差动模式输出信号并进行积分操作，以输出差动模式反馈信号给差动模式积分器。
文档编号H03F1/34GK101534095SQ200810083889
公开日2009年9月16日 申请日期2008年3月11日 优先权日2008年3月11日
发明者吴国宏 申请人:原景科技股份有限公司