专利名称：用以降低闪烁噪声的混频器电路及其方法
技术领域：
本发明涉及一种混频器(mixer),特别是涉及一种可降低混频器的闪烁 噪声的技术领域。
背景技术：
混频器电路为一重要电路，其是用于射频发送器及接收器。混频器电 路用以执行一频率转换的功能。本发明是有关于各种射频发送器及接收器， 其中 一种是所谓的直接转换接收器，此直接转换接收器亦称为同差接收器 (homodyne receiver)。在此直接转换器中，混频器电路用以混合一射频信号 与一时钟信号(亦称为一本地震荡(Local Oscillator, LO)信号)，藉此将射频信 号转换为一基频信号。此本地震荡信号的频率与射频信号的中心频率相等， 而转换后的基频信号为以DC为中心。此外， 一低中频(IF)接收器亦与本发 明有关，LO信号的频率是射频信号的中心频率有些微不同，而转换后的基 频信号为以 一低中介频率为中心。
混频器电路可用多种电路布局(topologies)来建构。例如 一 种已知的 Gilbert-cell的电路布局,其揭示于美国专利号3,241,078。请参阅图1A,其 示出了现有Gilbert-cell混频器电路，图中，Gilbert-cell混频器电路100A包 含一转换单元，转换单元包含一对NMOS(N型金属氧化物半导体)场效应晶 体管M1及M2以接收一输入信号对VI+及VI -并将电压信号电转换为 一 第 一电流信号对II及12。一切换电路120包含四个NMOS场效应晶体管M3、 M4、M5及M6，其是由一对互补的本地震荡(Local Oscillator, LO)信号LO+ 及LO-控制，M3、 M4、 M5及M6用以转换第一电流信号对I,及I2以产 生一第二电流信号对I3及I4。 一负载单元130A包含一电阻对R1及R2以 将第二电流信号对I3及I4转换为一输出信号对V0+及V0-。在上述说 明中，VDD表示为一第一供应电压，VSS表示为一第二供应电压，VSS通 常较VDD为小。此Gilbert-cell混频器电路100A主要的功能为本领域的技 术人员所熟知且亦可见于各种出版的书籍中(例如无线电微电子学第185页，由Behzad Razavi, Prentice Hall PTR于1998出版)，在此不再赘述。在 另一实施例中，Ml及M2的源极并未直接与VSS相接而是耦接于电流源(未 示于图上)。上述实施例100A描述中，其最大的缺点为两电阻R1及R2占 用太多的电压，会限制了输出信号的电压的摆荡震幅。
另 一现有技术中，在图IB中，另一 Gilbert-cell混频器电路100B具有 一不同的负载单元130B。在此，此负载单元130B包含一对电压控制电流 源(Voltage-Controlled Current Sources, VCCS)CS1及CS2以产生一对主动负 载，其适用于第二电流信号对13及14。 Gilbert-cell混频器电路IOOB进一步 包括一共模回授(Common Mode FeedBack, CMFB)电路140以接收输出电压 信号对VO+及VO -以及一共模参考电压VCM产生一回授电压信号VFB 控制CSl及CS2。 CMFB电路140的功能是在一封闭回路中产生回授电压 信号VFB以控制CSl及CS2，回授电压信号VFB使VO+及VO -的平均值 趋近于参考电压VCM。共模回授及电路为本领域的技术人员所熟知且以描 述于许多书籍中(例如Behzad Razavi及McGraw-Hill撰写的CMOS类比 电路设计，2001,第314-324页)。另一 Gilbert-cell混频器电路100B与图 1A的电路相比，混频器电路100B的输出信号通常可允许较大的电压跳动， 图中图1A使用电阻R!及R2。在感兴趣的应用上，通常使用一晶体管形成 一电流源。在一典型的例子中(如图IB所示)，每一 CS1及CS2是由PMOS(P 型MOS)场效应晶体管组成。一 MOS场效应晶体管产生一种低频噪声，此 低频噪声称为闪烁噪声。因此，CSl及CS2产生一闪烁噪声，其与输出电 压信号对VO+及VO -直接混合在 一 起。对直接转换接收器 (direct-conversion receiver)而言，闪烁噪声会产生不良影响，尤其当在一直 接转换接收器的输出信号包含一部份低频时，低频闪烁噪声将会使其输出 效能低落。
如何提供一具备一负载单元的Gilbert-cell混频器电路可减低电压的损 耗，以相对减少闪烁频率产生，是目前亟待解决的问题。
有鉴于现有技术的各项问题，为了能够兼顾解决的，发明人基于多年 研究开发与诸多实务经验，提出一种混频器电路及其降低闪烁噪声的方法， 以作为改善上述缺点的实现方式与依据
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是提供一种混频器电路及其频率转换的方法， 以减少闪烁噪声。
为实现上述的目的，本发明提出一种混频器电路，此混频器电路包含 一转换单元，用以将一输入电压信号对转换为一第一电流信号对； 一切换 电路，电耦接该转换单元，依据一震荡信号对将该第一电流信号对转换为
一第二电流信号对；以及一交换负载电路，电耦接该切换电路，其交换功
能是由 一对互补逻辑信号所控制，该交换负载电路提供一交换负载予该第 二电流信号对以将该第二电流信号对转换为 一输出电压信号对。
此外，本发明还提出一种频率转换方法，包含将一输入电压信号对 转换为一第一电流信号对；依据一震荡信号将该第一电流信号对转换为一 第二电流信号对；以及提供一交换负载电路予该第二电流信号对对以将该 第二电流信号对转换为一输出电压信号对，其中，其交换功能是由一对互 补逻辑信号所控制。
为使对本发明的技术特征及所达到的功效有更进一步的了解与认识， 现结合附图对本发明实施例说明如后。
图1A为现有技术的Gilbert-cell混频器电路的电路示意图IB为现有技术的Gilbert-cell混频器电路的另一电路示意图2为本发明的混频器电路的实施例示意图3为本发明的另一具有负载单元的混频器电路的实施例示意图4为本发明的混频器电路的负载单元的控制信号的时序图；以及
图5本发明的混频器电路的另一实施例示意图。
具体实施例方式
本文中的「耦接」、「连接」、或是类似用语是指「可直接或是可间 接连接」的意思。以下将参照相关附图，说明依本发明的混频器电路及其 降低闪烁噪声的方法的实施例，为使便于理解，下述实施例中的相同元件 以相同的符号标示来说明。
请参阅图2,其为本发明的混频器电路的实施例示意图。混频器电路 200包含一转换单元，此转换单元包含一对NMOS(N通道金属氧化物半导体)场效应晶体管Ml及M2,此Ml及M2用以接收一输入电压信号对VI+ 及VI-,并将此电压信号对转换为一第一电流信号对Il及12。 一切换电路 包含四个NMOS场效应晶体管M3、 M4、 M5及M6，其用以将第一电流信 号对I1及12转换为一第二电流信号对I3及I4,此切换电路由一对互补本 地震荡(Local Oscillator, LO)信号L0+及L0 -控制。 一 负载单元130C转换 第二电流信号对I3及I4为一输出电压信号对VO+及VO-。其中，混频器 电路200还包含一共模回授(common-mode feedback, CMFB)电路140以接收 输出电压信号对VO+及VO -及一共模参考电压VCM,并产生一与负载单 元130C相对应的回授电压信号VFB。当然，若是对此混频器电路的性能要 求不高，则该共模回授电路140可省略。 一实施例中，此负载单元130C包 含 一 交换网^各150以及 一 对电压控制电流源(voltage-controlled current source, VCCS)CS1、 CS2。此交换网路150设置于该对电压控制电流源(如 CS1及CS2)及输出端(例如VO+及VO-)之间，并提供一信号转换的功能， 且此交换网路是由一互补逻辑信号对CP及CN控制。其中，交换网路150 亦可称为开关模组。
图2中，混频器电路200的频率转换的原理与现有图1B中混频器电路 100B的转换原理相同，故在此不再详加叙述。本发明的特征在于提供一具 转换功能的负载电路以转换第二电压信号对13及14，即如负载单元130C 中交换网路150,此方法不损耗太多的电压亦不产生闪烁噪声。因交换网路 150由互补的逻辑信号CP及CN控制，意即CP与CN是相位相反的逻辑信 号。当CP为存在(asserted),且CN不存在(de-asserted)时，CSl耦接VO+， 且CS2耦接VO-,当CP不存在，且CN为存在时，CSl耦接VO-,且CS2 耦接VO+ 。 CS1及CS2产生闪烁噪声且此闪烁噪声位于输出电压信号(VO+ 及VO-)中。此种影响输出的噪声等于输出相减的值(如VO+减VO-)，将此 值再乘以1或-1即为闪烁噪声(由CS1及CS2产生)的值。其中，乘以1或 -1是由当时的逻辑信号对CP及CN的状态决定。藉由控制逻辑信号CP及 CN可有效的调制闪烁噪声。CP及CN较佳为一互补时钟信号，且其频率 较混频器电路输出端的感兴趣输出信号为高(换言之，即是其频率较该输出 电压信号对中的感兴趣成分为高)。在此实施例中，闪烁噪声是由电流源CP 及CS产生，且将影响于输出端，其作用如同一带外噪声(out-of-bandnoise)， 但其并不会降低主要信号的强度。精确的设定共模参考电压VCM亦可防止负载单元130C占用太多的电压。请注意，交换电路150亦可设置于切换电 路120中，其只将由信号对CP及CN控制改为由LO+及LO-控制即可。
图2中的混频器电路200具有一现象，即逻辑信号对CP及CN转换状 态时，会产生一短时钟冲波干扰(glitch)。此现象可藉由以另一负载单元 130D(如图3所示)来取代图2的混频器电路200中负载单元130C，以获得 改善。在负载单元130D中，使用多个电流源经由多个交换网路与VO+及 VO-耦接，这些电流源是由多个互补逻辑信号分别控制。图3示出了两电流 源对(CS0—1-CS0_2及CS1—l-CSL2)经由两交换网路(150J)及150_1)与 VO+及VO-耦接，此两电流源对分别由两互补逻辑信号对所控制(CPO-CNO 及CP1-CN1)。每一电流源对由两电流源组成，每一电流源输入相同的电流。 此两电流源对所提供的电流量需与单一电流源对(图2中的CS1及CS2)提供 的电流量相等。如图3所示的负载单元130D的四个电流源，每一电流源输 入的电流量等于负载单元130C(如图2所示)的两电流源输入的电流的一半。 因此，任意时间中，两电流源对(如图3所示)提供予VO+(或VO-)的总电流 量是与单一电流源对CS1及CS2(如图2所示)所提供的电流总量相等。因此， 图3所示的负载单元130D所提供的负载与负载单元130C所提供的负载相 同。然而，调整第一互补逻辑信号对CP0及CN0及第二互补信号对CP1及 CN1的时序可减少信号脉冲造成的不良效应。在一较佳实施方式中，CPO、 CP1、 CN1及CN1是由四相位时钟讯形成(示于图4)。其中，T表示一时间 周期。藉此，第一 VCCS对(CS0—1及CS0—2)及第二 VCS对(CS 1—1及CS1—2) 于一时间交错地交换。每一次VCCS对进行交换时，中只有50%的总负载 电流进行交换。因此，每一短时钟冲波干扰所造成的影响低于50%。上述 概念可以广义的推及于N-VCCS对及N个交换网路，此交换网路分别由N 互补逻辑信号对控制，此N互补逻辑信号是由2xN相位的时序产生，其中， N为正整数。
藉由小部份调整混频器电路200(如图2所示)以产生另一种混频器电 路500(如图5所示)。混频器电路500与混频器电路200极为相似，除了混 频器电路500添加一额外的电流源对CS3及CS4，且其分别输入电流15及 16予电路节点501及502,且使流经切换电路的电流减少。因闪烁噪声影响 与流经一晶体管的电流量多寡成比例，故在切换电路中的晶体管M3-M6所 产生的闪烁噪声的影响亦减少。藉由上述，切换电路120的混频器电路500内的晶体管产生的闪烁噪声低于混频器电路200产生的闪烁噪声。另一种
可行方案是将负载单元130C代换为负载单元130D(如图3所示)以减低负载 单元的凌丈应。
在MOS的技术领域中，可利用一 MOS晶体管来操作一电压控制的电 流源。MOS晶体管的栅极与一控制电压信号耦接。电流源可由一 MOS晶 体管控制，且MOS晶体管的栅极与一固定偏压电压耦接。MOS晶体管(P 型或N型)可做为一开关，且其栅极与一电压耦接，此电压值够高或够低足 以启动一特定的MOS晶体管。上述技术皆为本领域的技术人员所熟知，故 在此不在赘述。
有关本发明所揭示的中心技术可使用其他形式以实施，举例而言
1. 可利用PMOS(P型金属氧化物半导体)晶体管以取代转换单元110或 切换电路120的NMOS晶体管。在此技术领域中，电路中的PMOS与电路 中的NMOS的功能相同，故在此不在赘述。
2. 可利用不同于MOS元件的半导体元件，例如BJT(双载流子晶体管)、 异质结面双极型晶体管(HBTs)及高电子迁移率晶体管(HEMTs)等。这些晶体 管可用以代换转移电导元件、开关元件及一电流源。其功用已详细说明于 上述实施例，故在此不再赘述。
以上所述仅为举例性，而非为限制性。任何未脱离本发明的精神与范 畴，而对其进行的等效修改或变更，均应包含于本发明的权利要求中。
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权利要求
1.一种混频器电路，包含一转换单元，用以将一输入电压信号对转换为一第一电流信号对；一切换电路，电耦接该转换单元，依据一震荡信号对将该第一电流信号对转换为一第二电流信号对；以及一交换负载电路，电耦接该切换电路，其交换功能由一对互补逻辑信号所控制，该交换负载电路提供一交换负载予该第二电流信号对以将该第二电流信号对转换为一输出电压信号对。
2. 如权利要求1所述的混频器电路，其中，该交换负载电路包含一交换 电压控制电流源对，该混频器电路还包括一共模回授电路，电耦接该交换负载电路，接收该输出电压信号对及 一参考电压，并相应地产生一回授电压信号以控制该交换电压控制电流源 对。
3. 如权利要求2所述的混频器电路，其中，该交换电压控制电流源对还 包括一第一多个电流源，接收该回授电压信号，并受该回授电压信号的控 制；以及一第二多个电流源，接收该回授电压信号，并受该回授电压信号的控制。
4. 如权利要求1所述的混频器电路，其中该对互补逻辑信号的频率高于 该输出电压信号对中感兴趣成分的频率。
5. 如权利要求1所述的混频器电路，其中该对互补逻辑信号根据多个多相位时^H言号而形成。
6. 如权利要求1所述的混频器电路，其中该对互补逻辑信号具有相同频 率及不同相位。
7. 如权利要求1所述的混频器电路，其中该混频器电路所产生的一闪烁 噪声被调制至一带外噪声。
8. 如权利要求1所迷的混频器电路，还包含一第二电流源对，与该转换单元耦接，该第二电源对用以注入一第三 电流予该转换单元。
9. 如权利要求1所述的混频器电路，该交换负载电路包含 一负载单元，用以提供一负载，并依据该该第二电流信号对以产生该输出电压信号对；以及一交换网路，耦接该负载单元与该切换电路，用以依据该对互补逻辑 信号以改变该负载单元与该切换电路的连接关系。
10. —种频率转换方法，该方法包含 将一输入电压信号对转换为一第一电流信号对；依据一震荡信号将该第 一电流信号对转换为一第二电流信号对；以及 提供一交换负载电路予该第二电流信号对，以将该第二电流信号对转换为一输出电压信号对，其中，该交换负载电路的交换功能由一对互补逻辑信号所控制。
11. 如权利要求IO所述的方法，其中，该交换负载电路包括有一交换电 压控制电流源对，该方法还包4舌产生 一 控制电压用于该交换电压控制电流源对以使该输出电压信号对 的平均值趋近于 一参考电压。
12. 如权利要求IO所述的方法，其中该对互补逻辑信号的频率高于该输 出电压信号对中的感兴趣成分的频率。
13. 如权利要求IO所述的方法，其中该对互补逻辑信号根据多个多相位 时钟信号所形成。
14. 如权利要求IO所述的方法，其中该对互补逻辑信号具有相同频率及 不同相4立。 、
15. 如权利要求10所述的方法，其中该输出电压信号对的一闪烁噪声被 调制至一带外噪声。
16. 如权利要求IO所述的方法，其中，在将该输入电压信号对转换为该 第 一 电流信号对的步骤还包含有注入一第三电流以减少该输出电压信号对的一闪烁噪声。
全文摘要
本发明揭示一种用以降低闪烁噪声的混频器电路及其方法。混频器电路包含一转换单元，一切换电路，一负载单元。转换单元将一电压信号对转换为一第一电流信号对。切换电路由一本地震荡信号对所控制，且将此第一电流信号对转换为一第二电流信号对。负载单元利用一对负载以提供一交换负载予第二电流信号对，以将第二电流信号对转换为一输出信号对。
文档编号H03D7/14GK101494438SQ200810131689
公开日2009年7月29日 申请日期2008年7月23日 优先权日2007年7月25日
发明者林嘉亮, 谢鸿元 申请人:瑞昱半导体股份有限公司