高频用电压控制振荡电路的制作方法

专利名称：高频用电压控制振荡电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及高频用电压控制振荡电路，特别涉及抑制异常振荡并 改善相位噪声的高频用电压控制振荡电路。
背景技术：
以往的高频用电压控制振荡电路包括振荡用放大电路以及由电 感性电抗元件、电容性可变电抗元件形成的移相电路，与三次的7T型 可变高通滤波器串联连接电容性可变电抗元件来构成移相电路。
参照图23来说明以往的高频用电压控制振荡电路。图23是示出 以往的高频用电压控制振荡电路的简易电路。
在以往的高频用电压控制振荡电路中，如图23所示，通过反馈 环路连接振荡用放大电路的晶体管Q的集电极与基极，在该反馈环路 中串联连接有可变电容的二极管D2、 D3、 Dl, 二极管Dl和二极管 D3之间的点与作为电感性电抗元件的线圏Ll的一个端子连接，另一 个端子被接地，二极管D2和二极管D3之间的点与作为电感性电抗 元件的线圈L2的一个端子连接，另一个端子被接地。
在此，由二极管D3与线圏L1、 L2构成三次的7r型可变高通滤 波器(HPF: High Pass Filter)。
图24示出以往电路的振荡环路增益的频率特性。图24是示出以 往的高频用电压控制振荡电路中的振荡环路增益的频率特性的图。在 图24中，横轴表示频率，纵轴表示增益。
振荡频率在图24中成为700MHz，因此，在移相电路是高通滤 波器的情况下，在700MHz以上的频率中振荡环路增益成为0dB以上， 在振荡频率以上的频率中有可能发生未意图的振荡。
另外，参照图25来说明使用了以往技术时的振荡环路内的振荡频镨，并且，参照图26来说明谐波分量的电平。图25是示出以往的 振荡环路内的振荡频镨的图，图26是示出谐波分量的电平的图。
在图25中，横轴的"l，，表示期望的振荡频率，"2，，以后表示高次 谐波的次数，从图25、图26可以确认高次谐波的电平中有与期望的 振荡频率接近的电平。
谐波分量的电平是计算与基波(一次)的差分而得到的，而且， 计算出各次的失真率(=100*10A (差分/20))，并合计从二次至九 次的失真率而得到的是失真率合计(％)。
另外，作为相关的现有技术，有美国专利申请公开 US2005/0242896A1号公报(专利文献1)、日本特开平11 - 154824 号公才艮(专利文献2 )、日本特开2006 - 279158号乂>报(专利文献3 )、 日本特开2000 - 228602号公报(专利文献4 )、日本特开2005 - 086366 号公报(专利文献5 )、日本特开平06 - 196928号公报(专利文献6 )、 日本特开平11 - 308050号公报(专利文献7 )、日本特开2002 - 171130 号公报(专利文献8 )、日本特开2003 - 101344号公报(专利文献9 )。
在专利文献l中，在其图2中示出了基本电路结构，如果简化该 电路图，则与图23所示的结构相同。图23中的二极管Dl、 D2、 D3、 线圈Ll、 L2，在专利文献1的图2中相当于二极管D3、 D2、 D4-D7、线圏TL1、 TL3、线圏TL2、 TL4。
在专利文献2中，记载了如下技术在温度补偿型振荡器中，通 过在放大元件的输出电容性电抗电路中使用温度补偿电容器，从而补 偿输入输出反馈部电感性电抗电路的温度变动。
在专利文献3中，记载了如下技术在振幅调制器中，构成了由 电感器L1、 L2、 L3、电容器C2、可变电容二极管VD构成的低通滤 波器。
在专利文献4中，记载了如下技术在谐振线路中，多个微带线 的一端与地之间的电抗被设定成等价地成为电感性的长度，并且将一 端彼此相互连接。
在专利文献5中，记载了如下技术在宽带化高频功率放大电路
5中，作为串联阻抗功能电感，使用微带线，将该串联阻抗功能电感形 成为3字形的式样。
在专利文献6中，记载了如下技术在电压控制型振荡电路中， 由电感性元件L与电容性元件C12的并联谐振电路11构成C/N特性 补偿用的阻抗，将该并联谐振电路的谐振频率中的阻抗用作线路阻 抗。
在专利文献7中，记栽了如下技术在电压控制压电振荡器中， 将放大器、压电振子、伸长线圏、可变电容二极管串联连接，由至少 两个线圏构成伸长线圏。
在专利文献8中，记载了如下技术在电压控制振荡电路中，在 振荡用晶体管的发射极上连接规定直流偏置电流的偏置电阻R，并且 在偏置电阻R3与接地之间配置由电容成分C7与电感成分L2、 L3构 成的阻抗控制电路23。
在专利文献9中，记载了如下技术在移频型高频电压控制型振 荡电路中，将谐振电路部的可变电容二极管Dv的阳极与接地电位连 接，并且在阳极与接地之间，多级地配置了由偏移(shift )用带(strip) 线路SL5、和与其并联连接且一端被供给偏移电压的开关二极管Dil 构成的偏移电路S1。
专利文献l 专利文献2 专利文献3 专利文献4 专利文献5 专利文献6 专利文献7 专利文献8 专利文献9
US2005/0242896A1号公报 日本特开平11 — 154824号公报 曰本特开2006 - 279158号 >报 日本特开2000 - 228602号乂〉净艮 曰本特开2005 - 086366号^>才艮 曰本特开平06 - 196928号爿>才艮 日本特开平11 - 308050号^^才艮 曰本特开2002 - 171130号/>才艮 曰本特开2003 - 101344号7>才艮 但是，在上述以往的高频电压控制振荡电路中，在移相电路是高 通滤波器的情况下，振荡环路的增益在比振荡频率高的频率中也维持1以上，所以存在如下问题在由电路的杂散电容等引起的寄生分量 为振荡频率以上时，无法忽视其电抗分量，发生在未意图的高的频率 中满足振荡的相位条件的情况，由此，在振荡频率以上的未意图的频 率中有可能发生异常振荡。
而且，存在如下问题通过将移相电路设为高通滤波器，振荡环 路中的高次谐波的电平变得比较高，由于高次谐波彼此的混频而发生 的噪声分量被附加到振荡频率的信号，导致相位噪声的劣化。

发明内容
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种高频用电 压控制振荡电路，可以抑制异常振荡并改善相位噪声，并且可以实现 电路的小型化。
为了解决上述问题，本发明提供一种具备振荡用放大电路的高频 用电压控制振荡电路，其特征在于，
在振荡用放大电路的反馈环路中，设置有移相电路，该移相电路 具有三次以上的奇数的7t型低通滤波器；以及与该低通滤波器的输 入侧以及输出侧串联连接的电容性可变电抗元件，
低通滤波器具备在反馈环路中串联连接的电感性电抗元件；以 及与该电感性电抗元件的输入侧以及输出侧并联连接的电容性可变 电抗元件。
在上述高频用电压控制振荡电路中，其特征在于，将移相电路中 的电容性可变电抗元件设为变容二极管。
在上述高频用电压控制振荡电路中，其特征在于，将低通滤波器 中的电容性可变电抗元件设为变容二极管。
本发明在上述高频用电压控制振荡电路中，其特征在于，由微带 线形成低通滤波器中的电感性电抗元件。
另夕卜，本发明提供一种具备振荡用放大电路的高频用电压控制振 荡电路，其特征在于，
在振荡用放大电路的反馈环路中，设置有移相电路，该移相电路具备具有多个电容性电抗元件和电感性电抗元件的并联谐振电路的 双调谐电路；以及与该双调谐电路的输入侧以及输出侧串联连接的电 容性电抗元寸牛，
将并联谐振电路中的电容性电抗元件设为电容性可变电抗元件。 本发明在上述高频用电压控制振荡电路中，其特征在于，双调谐 电路使用电容性可变电抗元件来连接多个并联谐振电路。
本发明在上述高频用电压控制振荡电路中，其特征在于，将与双
性可变电抗元4牛。
本发明在上述高频用电压控制振荡电路中，其特征在于，在与双 调谐电路的输入侧串联连接的电容性电抗元件和双调谐电路中的电 容性可变电抗元件之间设置有电容性电抗元件，在双调谐电路中的电 容性可变电抗元件和与双调谐电路的输出侧串联连接的电容性电抗 元件之间设置有电容性电抗元件，在电容性电抗元件的一端连接有电 感性电抗元件，在电容性电抗元件的另一端连接有电容性可变电抗元 件。
本发明在上述高频用电压控制振荡电路中，其特征在于，由微带 线形成双调谐电路中的电感性电抗元件。
本发明在上述高频用电压控制振荡电路中，其特征在于，将微带 线的形状设为马蹄形状、环形形状、进行了 45度弯曲处理后的3字 形状。
根据本发明，设为如下的高频用电压控制振荡电路，即在振荡用 放大电路的反馈环路中，设置有移相电路，该移相电路具有三次以 上的奇数的7T型低通滤波器；以及与该低通滤波器的输入侧以及输出 侧串联连接的电容性可变电抗元件，低通滤波器具备反馈环路中串 联连接的电感性电抗元件；以及与该电感性电抗元件的输入侧以及输 出侧并联连接的电容性可变电抗元件，所以可以通过电容性可变电抗 元件中的电容的控制来设为带通滤波器那样的特性，从而具有如下效 果可以抑制异常振荡并改善相位噪声，并且可以通过简易的结构来实现易于调整的电路。
根据本发明，由于设为使用微带线形成了低通滤波器中的电感性
电抗元件的上述高频用电压控制振荡电路，所以具有如下效果不会 使相位噪声劣化，实现产品的小型化。
根据本发明，在具备振荡用放大电路的高频用电压控制振荡电路 中，设为如下高频用电压控制振荡电路，即在振荡用放大电路的反馈 环路中，设置有移相电路，该移相电路具备具有多个电容性电抗元 件与电感性电抗元件的并联谐振电路的双调谐电路；以及与该双调谐 电路的输入侧以及输出侧串联连接的电容性电抗元件，双调谐电路使 用电容性可变电抗元件来连接了多个并联谐振电路，所以可以通过电 容性可变电抗元件中的电容的控制来设为可变带通滤波器的特性，从 而具有如下效果可以抑制异常振荡并改善相位噪声，并且可以通过 简易的结构来实现易于调整的电路。
根据本发明，由于设为使用微带线形成了双调谐电路中的电感性 电抗元件的上述高频用电压控制振荡电路，所以具有得到良好的相位 噪声的效果。
根据本发明，由于设为将微带线的形状设为马蹄形状、环形形状、 进行了 45度弯曲处理后的3字形状的上述高频用电压控制振荡电路， 所以具有不会使相位噪声劣化，可以实现产品的进一步的小型化的效 果。


图1是示出本发明的第一实施方式的高频用电压控制振荡电路 的简易电路的结构图。
图2是示出第一电路的振荡环路内的振荡频谱的图。 图3是示出第一电路的高次谐波分量的电平的图。 图4是第一电路的具体电路的结构图。
图5是示出本发明的第二实施方式的高频用电压控制振荡电路 的简易电路的结构图。
9图6是示出第二电路的振荡环路内的振荡频i脊的图。
图7是示出第二电路的高次谐波分量的电平的图。
图8是示出本发明的第三实施方式的高频用电压控制振荡电路
的简易电路的结构图。
图9是示出第三电路的振荡环路内的振荡频镨的图。
图IO是示出第三电路的高次谐波分量的电平的图。
图11是示出本发明的第四实施方式的高频用电压控制振荡电路
的简易电路的结构图。
图12是示出本发明的第五实施方式的高频用电压控制振荡电路
的简易电路的结构图。
图13是第二电路的具体电路的结构图。
图14是第三电路的具体电路的结构图。
图15是示出电感性电抗元件的第一结构例的图。
图16是示出电感性电抗元件的第二结构例的图。
图17是示出上述第一、第二结构例中示出的微带线的代表性的
阻抗的大小的图。
图18是示出上述第一、第二结构例中示出的微带线的代表性的
阻抗的相位的图。
图19是示出第二~第五电路的双调谐电路的偏差特性的图。 图20是示出巴特沃斯设计的带通滤波器的偏差特性的图。 图21是示出使变容二极管变化而调整的滤波器特性的图。 图22是示出固定二极管中的滤波器特性的图。 图23是示出以往的高频用电压控制振荡电路的简易电路的图。 图24是示出以往的高频用电压控制振荡电路中的振荡环路增益
的频率特性的图。
图25是示出以往的振荡环路内的振荡频语的图。 图26是示出高次谐波分量的电平的图。 符号说明
1振荡用放大电路2緩冲放大电路
3输出匹配部
4电感，1"生电抗元4牛
5电容性可变电抗元件
6电容性可变电抗元件
7电容性可变电抗元件
8电容性可变电抗元件
9电感，性电抗元件
10电感性电抗元件
11电容性电抗元件
12电容性电抗元件
14电容性可变电抗元件
具体实施方式
(实施方式的概要) 参照附图来说明本发明的实施方式。
本发明在高频用电压控制振荡电路中，在振荡用放大电路的反馈
环路中，作为移相电路由三次以上的奇数的7T型低通滤波器、和与其
输入输出串联连接的电容性可变电抗元件构成，低通滤波器由在反馈 环路中串联连接的电感性电抗元件、和与该电感性电抗元件的输入输
出并联连接的电容性可变电抗元件构成，通过控制低通滤波器的电容 性可变电抗元件的电容可以选择所利用的频率，而且通过控制在反馈 环路中串联连接的电容性可变电抗元件的电容可以降低低频的增益， 从而成为带通滤波器那样的特性，可以抑制异常振荡，改善相位噪声， 并且可以通过简易的结构来实现易于调整的电路。
在本发明的实施方式的高频用电压控制振荡电路中，在振荡用放 大电路的反馈环路中，作为移相电路，由具有多个电容性可变电抗元 件与电感性电抗元件的并联谐振电路的双调谐电路、和与其输入输出 串联连接的电容性可变电抗元件构成，双调谐电路通过电容性可变电抗元件来连接了多个并联谐振电路，通过控制双调谐电路的电容性可 变电抗元件的电容可以选择所利用的频率，而且通过控制在反馈环路 中串联连接的电容性可变电抗元件的电容可以使振荡频率以外的增 益衰减，从而成为带通滤波器的特性，并且可以抑制异常振荡，改善 相位噪声。
另外，在本发明的实施方式的高频用电压控制振荡电路中，在上 述高频用电压控制振荡电路中，由微带线构成电感性电抗元件，而且
将其形状设为马蹄形、环形、进行了 45度弯曲处理后的3字形，实 现产品的小型化，得到良好的相噪声。 (实施方式的关键点)
本发明的实施方式中的要点在于，第一，在目的振荡频率以外的 频率中不使振荡条件满足，第二，通过降低振荡频率以上的频率中的 振荡环路增益，降低在振荡环路上发生的高次谐波，降低向期望的振 荡频率的噪声附加量。
为了实现上述第二要点，将移相电路设为低通滤波器即可，但为 了还同时实现第一要点，需要将移相电路设为带通滤波器。
但是，在通常的带通滤波器中，与低通滤波器相比元件数增加， 难以调谐，所以在本发明的实施方式中，将带通滤波器设为由三次的
7T型可变低通滤波器、和与该低通滤波器的输入输出串联连接的电容 性可变电抗元件构成的移相电路。由此，与通常的带通滤波器相比， 元件数少，且实现了降低成本以及小型化。
另外，在三次的；r型高通滤波器中，需要两个电感性电抗元件(在 图23中线圏L1、 L2)，并且为了提高该元件的Q,在实际的产品中 应用两个形成在基板上的传送线路，所以存在产品的小型化被制约这 样的问题。
在本发明的实施方式的移相电路中，使用7t型可变低通滤波器， 该滤波器中的电感性电抗元件从元件Q、成本、偏差的方面出发，优 选为将例如形成在安装基板上的微带线用作传送路径。由此，可以将 以往两个传送线路削减为一个，可以实现产品的小型化。另外，作为带通滤波器的结构， 一般与巴特沃斯、切比雪夫设计
的结构(交替连接了 LC的串联谐振、并联谐振的结构)相比，降低 了制造上的振荡频率的偏差，所以在本发明的实施方式中，应用了使 用电容连接LC并联谐振的双调谐电路。
构成双调谐电路的多个电容性可变电抗元件使LC调谐电路彼 此的耦合量成为适当，与双调谐电路的输入侧以及输出侧串联连接的 电容性可变电抗元件使振荡用放大电路与双调谐电路的耦合量成为 适当，在期望的振荡频率中不会使相位噪声劣化。
另外，在本发明的实施方式的移相电路中，双调谐电路的电感性 电抗元件是位于信号线与地线(GND线)之间的电感性电抗元件， 从元件Q、成本、偏差的方面出发，优选将例如形成在安装基板上的 微带线用作传送路径。
而且，微带线不论是直线的布局，还是环形形状或进行了 45度 弯曲处理后的3字形状，作为相位噪声都不会大幅变化，所以通过应 用在安装基板上占有空间小的环形形状、进行了 45弯曲处理后的3 字形状，可以实现产品的小型化、低成本化。 (本电路的简易结构图1)
接下来，参照图l来说明本发明的第一实施方式的高频用电压控 制振荡电路。图l是示出本发明的第一实施方式的高频用电压控制振 荡电路的简易电路的结构图。
本发明的第一实施方式的高频用电压控制振荡电路(第一电路) 如图1所示，基本上由振荡用放大电路的晶体管Q、三次的；r型可变 低通滤波器、以及与该低通滤波器的输入输出串联连接的电容性可变 电抗元件构成。
另外，由三次的7T型低通滤波器以及与该低通滤波器的输入输出 串联连接的电容性可变电抗元件来实现可变带通滤波器特性。
在振荡用放大电路的晶体管Q中，其集电极与基极通过反馈环 路连接。
三次的7i型可变低通滤波器设置在反馈环路中，设置有串联连
13接的作为电感性电抗元件的线圏L3、和在该线圏L3的两端并联连接 的作为电容性可变电抗元件的二极管D4、 D5。
另外，二极管D4、 D5的阴极侧与线圏L3的两端连接，二极管 D4、 D5的阳极侧被接地。
在图1中，将低通滤波器设为三次的7T型可变低通滤波器，但也
可以是三次以上的奇数次的71型可变低通滤波器。
在晶体管Q的基极与低通滤波器之间，串联连接了作为电容性 可变电抗元件的二极管Dl。
在二极管Dl中，阳极侧与晶体管Q的基极连接，阴极侧与低通 滤波器连接。
在晶体管Q的集电极与低通滤波器之间，串联连接了作为电容 性可变电抗元件的二极管D2。
在二极管D2中，阳极侧与晶体管Q的集电极连接，阴极侧与低 通滤波器连接。
这样，移相电路成为带通滤波器，所以仅在振荡频率附近振荡环 路增益成为0dB以上，在振荡频率以下或其以上的频率中不会发生未 意图的振荡。
(振荡频谱图2;频谱电平图3)
接下来，在图2中示出第一电路中的振荡频i普，并将其振荡频镨 的电平与以往(图26)进行比较而在图3中示出。图2是示出第一电 路的振荡环路内的振荡频谱的图，图3是示出第一电路的谐波分量的 电平的图。
在图2中，横轴的"l，，表示期望的振荡频率，"2"以后表示高次谐 波的次数，从图2、图3可知，与以往技术相比，在第一电路中，高 次谐波的电平显著变低，失真率从140% (以往)改善为21%。
由此，由于高次谐波彼此的混频而发生的噪声分量不易附加到振 荡频率的信号，可以实现比以往更良好的相位噪声特性。 (具体的电路图4)
接下来，参照图4来说明第一电路的具体电路。图4是第一电路的具体电路的结构图。
第一电路的具体电路如图4所示，具备振荡用放大电路(放大 器(Amplifier) ) 1;緩冲放大电路(放大器(Amplifier) ) 2;输出 匹配部(LPF)3;使振荡用放大电路l的输出向其输入反馈的反馈环 路的途中所设置的电感性电抗元件(TLIN) 4;在反馈环路中在振荡 用放大电路1的输出侧与电感性电抗元件4的输入侧之间设置的电容 性可变电抗元件5;在反馈环路中在电感性电抗元件4的输出侧与振 荡用放大电路1的输入侧之间设置的电容性可变电抗元件6;以及设 置在电感性电抗元件4的输入侧与输出侧这两端的电容性可变电抗元 件7、 8。
输出匹配部3由低通滤波器构成。
电容性可变电抗元件5~8由变容二极管构成。
作为电容性可变电抗元件5的二极管的阳极与振荡用放大电路1 的输出侧连接，阴极与电感性电抗元件4的输入侧连接。
作为电容性可变电抗元件6的二极管的阳极与振荡用放大电路1 的输入侧连接，阴极与电感性电抗元件4的输出侧连接。
作为电容性可变电抗元件7、 8的二极管的阳极被接地，阴极与 电感性电抗元件4的输入输出侧连接。
由电感性电抗元件4与电容性可变电抗元件7、 8构成三次的7T 型可变低通滤波器，由该低通滤波器与电容性可变电抗元件5、 6构 成移相电路。
在作为电容性可变电抗元件7、 8的变容二极管中，通过控制电 容来可以任意地选择所利用的频率(可以自由地选择(设定)峰值)， 而且在作为电容性可变电抗元件5、 6的变容二极管中，通过控制电 容来使低频中的增益衰减，进行调整以改善相位噪声特性。
另外，由微带线构成电感性电抗元件4，特别是通过将其形状设 为马蹄形、环形、进行了 45度弯曲处理后的-字形，从而不会使相 位噪声劣化，可以实现模块形状的小型化。 (第二电路的简易结构图5)接下来，参照图5来说明本发明的第二实施方式的高频用电压控 制振荡电路。图5是示出本发明的第二实施方式的高频用电压控制振 荡电路的简易电路的结构图。
本发明的第二实施方式的高频用电压控制振荡电路(第二电路) 如图5所示，基本上由振荡用放大电路的晶体管Q、双调谐电路、以 及与该双调谐电路的输入输出串联连接的电容性可变电抗元件构成。
另外，由双调谐电路和串联连接的电容性可变电抗元件构成移相电路。
在第二电路中，在振荡用放大电路与双调谐电路的连接中，使用 电容性可变电抗元件来调整了耦合量。
在振荡用放大电路的晶体管Q中，其集电极与基极通过反馈环 路连接。
双调谐电路设置在反馈环路的途中，设置有串联连接的作为电 容性可变电抗元件的二极管D3;在该二极管D3的两端并联地连接的 作为电容性可变电抗元件的二极管D4、 D5以及作为电感性电抗元件 的线圏Ll、 L2。
另外，二极管D4、 D5的阴极侧与二极管D3的两端连接，二极 管D4、 D5的阳极侧被接地。
另外，线圏L1、 L2的一端与二极管D3的两端连接，线圏L1、 L2的另一端被接地。
在晶体管Q的基极与双调谐电路的输出侧之间，串联连接了作 为电容性可变电抗元件的二极管Dl。
在二极管Dl中，阳极侧与晶体管Q的基极连接，阴极侧与双调 谐电路的输出侧连接。
在晶体管Q的集电极与双调谐电路的输入侧之间，串联连接了 作为电容性可变电抗元件的二极管D2。
在二极管D2中，阳极侧与晶体管Q的集电极连接，阴极侧与双
调谐电路的输入侧连接。
第二电路中的振荡环路增益的频率特性成为在振荡频率中增益
16最大的带通滤波器。
这样，由于移相电路成为带通滤波器，所以仅在振荡频率附近振
荡环路增益成为0dB以上，在振荡频率以下或其以上的频率中不会发 生未意图的振荡。
(振荡频语图6;频镨电平图7) 接下来，在图6中示出第二电路中的振荡频镨，并将其振荡频语 的电平与以往(图26)进行比较而在图7中示出。图6是示出第二电 路的振荡环路内的振荡频镨的图，图7是示出第二电路的谐波分量的 电平的图。
在图6中，横轴的"l"表示期望的振荡频率，"2"以后表示高次谐 波的次数，从图6、图7可知，与以往技术相比，在第一电路中，高 次谐波的电平显著变低，失真率从140% (以往)改善为50%。
由此，由于高次谐波彼此的混频而发生的噪声分量不易附加到振 荡频率的信号，可以实现比以往技术更良好的相位噪声特性。 (第三电路的简易结构图8)
接下来，参照图8来说明本发明的第三实施方式的高频用电压控 制振荡电路(第三电路)。图8是示出本发明的第三实施方式的高频 用电压控制振荡电路的简易电路的结构图。
如图8所示，第三电路与第二电路的相异点在于双调谐电路的结构。
双调谐电路设置在反馈环路的途中，设置有串联连接的作为电 容性电抗元件的电容器C2、作为电容性可变电抗元件的二极管D3、 作为电容性电抗元件的电容器Cl;在该二极管D3的两端并联地连接 的作为电感性电抗元件的线圏Ll、 L2;在电容器C1与二极管Dl之 间连接的作为电容性可变电抗元件的二极管D4;在电容器C2与二极 管D2之间连接的作为电容性可变电抗元件的二极管D5。
另外，二极管D4的阴极侧与电容器Cl和二极管Dl之间的点 连接，二极管D4的阳极侧被接地。
另外，二极管D5的阴极侧与电容器C2和二极管D2之间的点连接，二极管D5的阳极侧被接地。
另外，线圏L1、 L2的一端与二极管D3的两端连接，线圏L1、 L2的另一端被接地。
在第三电路中，通过利用LC并联谐振电路的电容抽头(tap) 连接LC并联谐振电路和振荡用放大电路，从而调整振荡频率处的与 振荡用放大电路的耦合量。
第三电路中的振荡环路增益的频率特性成为在振荡频率处增益 最大的带通滤波器。
这样，由于移相电路是带通滤波器，所以仅在振荡频率附近振荡 环路增益成为0dB以上，在振荡频率以下或其以上的频率中不会发生 未意图的振荡。
(振荡频镨图9;频镨电平图10)
接下来，在图9中示出第三电路中的振荡频谱，并将其振荡频镨 的电平与以往(图26)进行比较而在图10中示出。图9是示出第三 电路的振荡环路内的振荡频镨的图，图10是示出第三电路的谐波分 量的电平的图。
在图9中，横轴的"l，，表示期望的振荡频率，"2，，以后表示高次谐 波的次数，从图9、图10可知，与以往技术相比，在第三电路中，高 次谐波的电平显著变低，失真率从140% (以往)改善为26%。
由此，由于高次谐波彼此的混频而发生的噪声分量不易附加到振 荡频率的信号，可以实现比以往技术更良好的相位噪声特性。 (第四电路图11)
接下来，参照图11来说明本发明的第四实施方式的高频用电压 控制振荡电路(第四电路)。图11是示出本发明的第四实施方式的 高频用电压控制振荡电路的简易电路的结构图。
如图11所示，第四电路与第三电路的相异点在于双调谐电路 的结构；与该双调谐电路的输入输出串联连接的不是电容性可变电抗 元件，而是作为电容性电抗元件的电容器C3、 C4。
另外，双调谐电路设置在反馈环路的途中，设置有串联连接的作为电容性可变电抗元件的二极管D7、作为电容性可变电抗元件的 二极管D3、作为电容性可变电抗元件的二极管D6;在该二极管D3 的两端并联地连接的作为电感性电抗元件的线圏Ll、 L2;在电容器 C3与二极管D6之间连接的作为电容性可变电抗元件的二极管D4; 在电容器C4与二极管D7之间连接的作为电容性可变电抗元件的二 极管D5。
另外，二极管D4的阴极侧与电容器C3和二极管D6之间的点 连接，二极管D4的阳极侧被接地。
另外，二极管D5的阴极侧与电容器C4和二极管D7之间的点 连接，二极管D5的阳极侧被接地。
另外，线圏L1、 L2的一端与二极管D3的两端连接，线圏L1、 L2的另一端被接地。
在第四电路中，通过调整作为电容性可变电抗元件的二极管 D4 D7的电容来形成作为可变带通滤波器的特性。 (第五电路图12)
接下来，参照图12来说明本发明的第五实施方式的高频用电压 控制振荡电路(第四电路)。图12是示出本发明的第五实施方式的 高频用电压控制振荡电路的简易电路的结构图。
如图12所示，第五电路与第二电路的相异点在于使用磁场耦 合了并联谐振电路彼此。
具体而言，在移相电路中的双调谐电路中，代替作为电容性可变 电抗元件的二极管D4,对向地配置了作为电感性电抗元件的线圈Ll、 L2以利用磁场来进行连接。其他结构与第二电路相同。 (具体的第二电路图13)
接下来，参照图13来说明第二电路的具体电路。图13是第二电 路的具体电路的结构图。
第二电路的具体电路如图13所示，具备振荡用放大电路(放 大器(Amplifier) ) 1;緩冲放大电路(放大器(Amplifier) ) 2;输 出匹配部3;在使振荡用放大电路l的输出向其输入反馈的反馈环路的途中所设置的电感性电抗元件14;在反馈环路中在振荡用放大电路 1的输出侧与电容性可变电抗元件14之间设置的电容性可变电抗元件 5;在反馈环路中在电容性可变电抗元件14与振荡用放大电路1的输 入侧之间设置的电容性可变电抗元件6;以及设置在电容性可变电抗 元件14的输入侧与输出侧这两端的电容性可变电抗元件7、 8;设置 在电容性可变电抗元件14的输入侧与输出侧这两端的电感性电抗元 件9、 10。
输出匹配部3由低通滤波器(LPF)构成。
电容性可变电抗元件14、 5~8由变容二极管构成。
作为电容性可变电抗元件5的二极管的阳极与振荡用放大电路1 的输出侧连接，阴极与电容性可变电抗元件4侧连接。
作为电容性可变电抗元件6的二极管的阳极与振荡用放大电路1 的输入侧连接，阴极与电容性可变电抗元件4侧连接。
作为电容性可变电抗元件7、 8的二极管的阳极被接地，阴极与 电容性可变电抗元件14的输入输出侧连接。
电感性电抗元件9的一端与电容性可变电抗元件4的阳极侧连 接，另一方被接地。
电感性电抗元件10的一端与电容性可变电抗元件4的阴极侧连 接，另一方被接地。
于是，由电容性可变电抗元件14、 7、 8与电感性电抗元件9、 IO构成双调谐电路，由该双调谐电路与电容性可变电抗元件5、 6构 成移相电路。
由电容性可变电抗元件7与电感性电抗元件9构成第一 LC并联 谐振电路(第一LC调谐电路)，由电容性可变电抗元件8与电感性 电抗元件10构成第二 LC并联谐振电路(第二 LC调谐电路)。
另外，通过电容性可变电抗元件14来连接第一调谐电路与第二 调谐电路。
在作为电容性可变电抗元件14的变容二极管中，通过控制其电 容，可以与振荡频率对应地使LC调谐电路彼此的耦合量成为适当。在作为电容性可变电抗元件7、 8的变容二极管中，通过控制电 容来可以任意地选择所利用的频率，而且在作为电容性可变电抗元件 5、 6的变容二极管中，通过控制电容可以使振荡用放大电路l与双调 谐电路的耦合电容成为适当，使振荡频率以外的增益衰减，进行调整 以改善相位噪声特性。
另外，由微带线构成电感性电抗元件9、 10，特别是通过将其形 状设为马蹄形、环形、进行了 45度弯曲处理后的3字形，不会使相 位噪声劣化，可以实现模块形状的小型化。 (具体的第三电路图14)
接下来，参照图14来说明第三电路的具体电路。图14是第三电 路的具体电路的结构图。
第三电路的具体电路基本上与图13的电路相同，相异点在于 在电容性可变电抗元件5与电容性可变电抗元件14之间串联连接了 电容性电抗元件11,在电容性可变电抗元件14与电容性可变电抗元 件6之间串联连接了电容性电抗元件12。
电容性电抗元件ll、 12由电容器(C)构成。
电感性电抗元件9的一端与电容性电抗元件11和电容性可变电 抗元件14之间的点连接，电感性电抗元件9的另 一端被接地。
电感性电抗元件10的一端与电容性电抗元件12和电容性可变电 抗元件14之间的点连接，电感性电抗元件10的另一端被接地。
作为电容性可变电抗元件7的二极管的阴极与电容性电抗元件 11和电容性可变电抗元件5之间的点连接，其阳极被接地。
作为电容性可变电抗元件8的二极管的阴极与电容性电抗元件 12和电容性可变电抗元件6之间的点连接，其阳极被接地。
(电感性电抗元件4、 9、 IO的具体结构图15、图16)
接下来，参照图15、图16来说明第一电路的电感性电抗元件4、 第二以及第三电路的电感性电抗元件9、 IO的具体的第一、第二结构 例(第一、第二结构例)。图15是示出电感性电抗元件的第一结构 例的图，图16是示出电感性电抗元件的第二结构例的图。
21电感性电抗元件4的第一结构例如图15所示，作为微带线设为 环形，电感性电抗元件4的第二结构例如图16所示，作为微带线设 为进行了 45度弯曲处理后的3字形。
(电感性电抗元件的具体结构图17、图18)
接下来，参照图17、图18来说明具体的第一、第二结构例(第 一、第二结构例)。图17是示出电感性电抗元件的第一结构例的图， 图18是示出电感性电抗元件的第二结构例的图。
电感性电抗元件4、 9、 IO的第一结构例如图17所示，作为微带 线设为环形，电感性电抗元件4、 9、 10的第二结构例如图18所示， 作为微带线设为进行了 45度弯曲处理后的3字形。 (微带线的特性图17、图18)
接下来，参照图17、图18来说明微带线的特性。图17是示出 上述第一、第二结构例中示出的微带线的代表性的阻抗的大小的图， 图18是示出上述第一、第二结构例中示出的微带线的代表性的阻抗 的相位的图。在图17中，横轴表示频率，纵轴表示阻抗的大小，在 图18中，横轴表示频率，纵轴表示相位。
图17以及图18所示的实线表示本电路中的阻抗特性，虚线表示 理想的电感器的阻抗特性。
在本电路中，其特征在于，微带线在振荡频率处等价地作为电感 器而发挥作用。
(双调谐电路的偏差特性图19、图20)
接下来，参照图19、图20来说明本发明的第二~第五实施方式 的双调谐电路的偏差特性。图19是示出第二 第五电路的双调谐电 路的偏差特性的图，图20是示出巴特沃斯设计的带通滤波器的偏差 特性的图。在图19、图20中，横轴表示频率，纵轴表示偏差特性(dB)。
与图20所示的巴特沃斯设计的带通滤波器的偏差特性相比，图 19的双调谐电路的偏差特性更优良，在滤波器特性中偏差少时，成为 决定振荡频率的因素的滤波器的相位的偏差变少。 (电容性可变电抗元件的应用图21、图22)接下来，参照图21、图22来说明电容性可变电抗元件的效果。 图21是示出使电容性可变电抗元件变化而调整的滤波器特性的图， 图22是示出在图1中的Dl、 D2、 D3中应用了固定电容器的滤波器 特性的图。
在图22中，示出在图1中的Dl、 D2、 D3中使用固定电容器， 并使变容二极管D4、 D5的电容在三个条件下变化时的滤波器特性， 在图21中，示出在图1中使D1 D5的电容在三个条件下变化时的 滤波器特性。
可知与图21相比图22的滤波器特性在三个条件下较大地不同。 特别地，在图22中，呈现损失大、频带大的部分。
这样，如果滤波器特性较大地不同，则在使振荡频率变化的情况 下，其滤波器的损失、相位变化量出现偏差，所以相位噪声较大地变 化，无法应用于合成器等系统中。 (实施方式的效果)
根据第一电路，在振荡用放大电路的反馈环路中，作为移相电路， 由三次以上的奇数的7T型低通滤波器、和与其输入输出串联连接的电 容性可变电抗元件构成，低通滤波器由在反馈环路中串联连接的电感 性电抗元件、和与该电感性电抗元件的输入输出并联连接的电容性可 变电抗元件构成，所以通过控制低通滤波器的电容性可变电抗元件的 电容来可以选择所利用的频率，而且通过控制在反馈环路中串联连接 的电容性可变电抗元件的电容来可以降低低频的增益，从而设为带通 滤波器那样的特性，具有如下效果可以抑制异常振荡，改善相位噪 声，并且可以通过简易的结构来实现易于调整的电路。
另夕卜，根据第二电路，在振荡用放大电路的反馈环路中，作为移 相电路，由具有多个电容性可变电抗元件D与电感性电抗元件L的并 联谐振电路的双调谐电路、和与其输入输出串联连接的电容性可变电 抗元件D1、 D2构成，双调谐电路通过电容性可变电抗元件D3、 D4、 D5来连接了多个并联谐振电路，所以通过控制双调谐电路的电容性 可变电抗元件D3的电容来可以选择所利用的频率，而且通过控制在反馈环路中串联连接的电容性可变电抗元件Dl、 D2的电容来可以使 与振荡用放大电路的耦合量最佳化。由此，可以使移相电路成为可变 带通滤波器的特性，并且具有可以抑制异常振荡并改善相位噪声的效 果。
另外，根据第三电路，设为在双调谐电路中的串联连接的电容性 可变电抗元件D3和与其输入输出串联连接的电容性可变电抗元件 Dl、 D2之间串联连接了电容性电抗元件Cl、 C2的第一电路，所以 可以实现作为带通滤波器的调整，具有可以抑制异常振荡并改善相位 噪声的效果。
另外，根据第四电路，设为代替与双调谐电路的输入输出串联连 接电容性可变电抗元件Dl、 D2，而串联连接电容性电抗元件C3、 C4， 并在电容性电抗元件C3、 C4与串联连接的电容性可变电抗元件D3 之间，代替电容性电抗元件Cl、 C2，而串联连接了电容性可变电抗 元件D6、 D7的第二电路，所以可以实现作为带通滤波器的调整，具 有可以抑制异常振荡并改善相位噪声的效果。
另夕卜，根据第五电路，设为代替双调谐电路中的电容耦合的电容 性可变电抗元件D3，而为了磁场耦合对向地配置了电感性电抗元件 Ll、 L2的第一电路，所以可以实现作为带通滤波器的调整，具有可 以抑制异常振荡并改善相位噪声的效果。
另夕卜，根据第一~第五电路，由微带线构成电感性电抗元件，而 且将其形状设为马蹄形、环形、进行了 45度弯曲处理后的3字形， 所以具有不会使相位噪声劣化，而可以实现模块形状的小型化的效果。 产业上的可利用性
本发明适用于可以抑制异常振荡并改善相位噪声，并且实现电路 的小型化的高频用电压控制振荡电路。
权利要求
1.一种具备振荡用放大电路的高频用电压控制振荡电路，其特征在于，在上述振荡用放大电路的反馈环路中，设置有移相电路，该移相电路具有三次以上的奇数的π型低通滤波器；以及与该低通滤波器的输入侧以及输出侧串联连接的电容性可变电抗元件，上述低通滤波器具备在上述反馈环路中串联连接的电感性电抗元件；以及与该电感性电抗元件的输入侧以及输出侧并联连接的电容性可变电抗元件。
2. 根据权利要求1所述的高频用电压控制振荡电路，其特征在 于，将移相电路中的电容性可变电抗元件设为变容二极管。
3. 根据权利要求1所述的高频用电压控制振荡电路，其特征在 于，将低通滤波器中的电容性可变电抗元件设为变容二极管。
4. 根据权利要求1~3中的任意一项所述的高频用电压控制振荡 电路，其特征在于，由微带线形成低通滤波器中的电感性电抗元件。
5. —种具备振荡用放大电路的高频用电压控制振荡电路，其特 征在于，在上述振荡用放大电路的反馈环路中，设置有移相电路，该移相 电路具备具有多个电容性电抗元件与电感性电抗元件的并联谐振电 路的双调谐电路；以及与该双调谐电路的输入侧以及输出侧串联连接 的电容性电抗元件，将上述并联谐振电路中的电容性电抗元件设为电容性可变电抗元件。
6. 根据权利要求5所述的高频用电压控制振荡电路，其特征在 于，双调谐电路使用电容性可变电抗元件来连接多个并联谐振电路。
7. 根据权利要求5或6所述的高频用电压控制振荡电路，其特 征在于，将与双调谐电路的输入侧以及输出侧串联连接的电容性电抗 元件设为电容性可变电抗元件。
8. 根据权利要求5~7中的任意一项所述的高频用电压控制振荡 电路，其特征在于，在与双调谐电路的输入侧串联连接的电容性电抗 元件和上述双调谐电路中的电容性可变电抗元件之间设置有电容性 电抗元件，在上述双调谐电路中的电容性可变电抗元件和与上述双调 谐电路的输出侧串联连接的电容性电抗元件之间设置有电容性电抗 元件，在上述电容性电抗元件的一端连接有电感性电抗元件，在上述 电容性电抗元件的另 一 端连接有电容性可变电抗元件。
9. 根据权利要求5~8中的任意一项所述的高频用电压控制振荡 电路，其特征在于，由微带线形成双调谐电路中的电感性电抗元件。
10. 根据权利要求4或9所述的高频用电压控制振荡电路，其特 征在于，将微带线的形状设为马蹄形状、环形形状、进行了 45度弯 曲处理后的-字形状。
全文摘要
本发明提供一种高频用电压控制振荡电路，可以抑制异常振荡并改善相位噪声，并且可以实现电路的小型化。在振荡用放大电路的晶体管(Q)的反馈环路中，作为移相电路，由三次以上的奇数的π型低通滤波器、和与其输入输出串联连接的电容性可变电抗元件(D1、D2)构成，低通滤波器由反馈环路中串联连接的电感性电抗元件(L3)、和与该电感性电抗元件(L3)的输入输出并联连接的电容性可变电抗元件(D4、D5)构成构成，将电感性电抗元件(L3)设为马蹄形、环形、コ字形的微带线。
文档编号H03B5/06GK101622783SQ20088000622
公开日2010年1月6日 申请日期2008年2月25日 优先权日2007年3月6日
发明者石井武仁 申请人:日本电波工业株式会社