专利名称：使用rf反馈的功率放大器线性化的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种功率放大器，所述功率放大器具有被连接到正交混合 分离器的主端口的输入，所述正交混合分离器具有通过主放大器和另 一正 交混合器耦合于所述功率放大器的输出的同相端口 ，所述正交混合分离器 进一步具有也耦合于所述另 一正交混合器的90°相移端口 。
背景技术：
这样的功率放大器PA在诸如全球移动通信系统/GSM演进型增强数 据速率GSM/EDGE、码分多址接入CDMA2000、宽带码分多址接入 W-CDMA以及长期演进LTE的通信系统中是已知的，在所述通信系统中， 它被要求同时高效率和高线性地^Mt 。
然而，效率和线性之间有折衷，改进一个会损害另一个。 一般来说， 基本的线性化方法基于模拟和数字纠正技术。传统的基站体系结构通常包 含功率放大器，所述功率放大器生成100W的以及在两个单晶体管单元中 更高的输出功率电平。
为了线性化这样的PA，通常应用数字预矫正DPD。数字线性化系统
要求基于周期性更新的查找表和反馈路径的数字适应性处理，以能够对由 于负载、过程、温度或供应电压变化造成的改变适当地反应。使用适应算
法计算出的、用于振幅和相位的纠正因素被存储在查找表中，并且被动态 更新，以减少前置补偿器输入和功率放大器输出之间的误差。然而，当功 率放大器可以被视为无记忆时，充分的线性改进不会招致带宽限制，这不 是像CDMA2000或WCDMA的宽带通信标准的情况。
如上所述，适应性数字预矫正系统的复杂性是个严重缺陷，因为它是通过数字信号处理器的客观的计算功率来实现的。对于适应性预矫正，仔 细建模功率放大器传送特征也是必要的。如果抽样接收器的计算工作量、
成本和能量消耗、收发器的大带宽、以及双工滤波器的合成复杂性与所生
成的RF功率电平相比比例小时，DPD是非常有效果和有效率的线性化方 法。通常，对于几十或甚至100瓦特级的高功率应用，是这种情况。但是 基站中功率放大器的数量一增加，如分布式和有源天线应用中的情况，该 工作昂贵得令人望而却步例如在用于宏基站应用的有源天线中，收发器 单元的数量大约在八到十个。在每个天线单元中安装单独的数字预矫正-现场可编程门阵列DPD-FPGA、单独的抽样接收器和复杂双工过滤器在形 式因素、成本和重量方面是令人望而却步的。在这样的情况中，不得不应 用可选择的、^J:的、有效率和有效果的线性化方法。所提出的方法是这 种类型的它是具有提高的效率和低的实现成本的模拟线性化方法。
现有的改进线性的前馈功率放大器已经存在，但是这些内在地都是低 效率的。这样的基g拟线性化解决方案表示一种前馈功率放大器配置， 图1示出了所述前馈功率放大器配置的框图。前馈功率放大器系统包括主 放大器(MA11)、三个耦合器(正交混合分离器(SP11)、减法器(SU11) 以及是组合器的另一正交混合器(COll))、两个移相器(PH11，PH12)、 两个衰减器(ATll， AT12)和误差放大器(EA11)。
前馈线性化电路的操作基于在放大器输出频镨中扣除两个相等信号， 并随后消去误差信号。它的操作原理可以通过框图各点处的双音光i普测试 (two-tone test spectra)来表明。输入信号^皮分离形成两个相同部分，尽 管普通情况下，分离过程中使用的比例不需要相等。然后，从原始信号的 被延时和反相部分中扣除被耦合器-减法器耦合的主放大器输出信号的部 分，仅留下误差信号。该扣除的结果是误差信号，所述误差4言号理想地仅 包含由主放大器生成的非线性失真。所述误差信号然后被线性放大到所要 求的电平以便在主部分中消去失真，并且被馈送到输出组合器，被延时和
反相主i M圣信号在所述输出组合器的另 一输入上被转发。
前馈线性化系统输出处的合成信号是无误差信号和原始输入信号的放
5大版本。然而，该前馈系统中的效率是非常低的，因为为了在输出处获得 所要求的误差信号，误差放大器的功耗是相当大的。另外，输出路径处的 移相器和衰减器对整体系统功率损失有着显著的影响。
发明内容
本发明的目的是提供一种以上已知类型的功率放大器，但是其效率被 改进，同时维持至少同样良好的线性。
根据本发明，出于以下事实达到此目的所述功率放大器进一步包括 正交混合组合器，所述正交混合组合器具有^皮连接到所述正交混合分离器 的同相端口的主端口以及被连接到所述主放大器的输入的所述90°相移端 口，所述主放大器的输出被连接到所述另一正交混合器的同相端口；所述 正交混合分离器的所迷90。相移端口被连接到减法器的第一输入，所迷减 法器的输出经由第 一移相器耦合于所述正交混合组合器的隔离端口 ；所述 另一正交混合器进一步具有经由第二移相器耦合于所述减法器的第二输入 的90。相移端口；以及所述另一正交混合器进一步具有被连接到所述功率 放大器的所述输出的主端口 。
通过这种方式，所皿大器被内在地线性化，并且不要求例如像具有 DPD的放大器中的过分大带宽的反馈环路和传输器链。结果，提供了与普 通前馈方法相同的线性，而效率显著更高。换言之，所述放大器同时提供 用于RF信号的高效率和高线性。
本发明的另一特征实施例是所迷正交混合器的所述每个具有适于接 收输入信号的主端口 ，适于提供与所迷输入信号充分同相的第一输出信号 的同相端口，适于提供关于所述笫一输出信号的相位呈现相对90°相移的 第二输出信号的90。相移端口，以及隔离端口。所述后者隔离端口或者通 过正交混合分离器情况中的阻抗耦合于地，或者耦合于所述正交混合组合 器情况中的误差放大器的输出。
同样，-斤述正交f昆合器例如在互联网上www.merrimacind.com/rfmw/ 05intro_quadhybrids.pdf处可找到的文件"Quadrature Hybrids 90。 PowerDividers/Combiners 10KHz To 40GHz General Information"中是已知的。 正交混合器与同相分离器相比有重要的优势，即，在来自被连接到所 述同相端口和90。相移端口或各自的输出端2和3的负栽的反射系数的等 值处，反射波在主端口或输入端1处缺乏，从而，正交混合器的输入电压 驻波比不取决于等负载失配电平(equal load mismatch level)。
在所附权利要求中提到了本发明功率放大器的进一步的特征实施例。 要注意，权利要求中使用的术语"包括"，不应解释为限于其后列出 的装置。因而，"包括装置A和B的设备"表述的范围不应限于仅由组件 A和B构成的设备。它意味着关于本发明，所述设备的唯一相关的组件是 A和B。
类似地，要注意，权利要求中也使用的术语"耦合"，不应解释为仅 限于直接连接。因而，"耦合于设备B的设备A"表述的范围不应限于设 备A的输出被直接连接到设备B的输入的设备或系统。它意味着，在A 的输出和B的输入之间存在路径，所*径可以是包括其它设备或装置的 路径。
通过参考以下结合附图对实施例进行的描述，本发明以上的和其它的 目的和特征将变得更明显，并且将更好地理解本发明本身，在所述附图中 图1表示现有技术中已知的前馈功率放大器； 图2表示才艮据本发明的功率放大器；以及 图3是本发明功率放大器中使用的正交混合器的框图。
具体实施例方式
图1处示出的前馈功率放大器在现有技术中是已知的，并且包括主放 大器MAll、正交混合分离器SPll、正交混合减法器SUll、正交混合组 合器COll、两个移相器PH11和PH12、两个衰减器AT11和AT12、以 及误差放大器EAll。该前馈线性化电路的操作基于在放大器输出频镨中扣除两个相等信 号，并随后消去误差信号。它的操作原理可以通过框图各点处的双音光i普
测试来表明。输入信号D11被分离形成两个相同部分D12和D13，尽管一 般情况中，分离过程SP11中使用的比例不需要相等。然后，从原始信号 的被延时和反相部分S14中扣除被耦合器-减法器SU11耦合的主放大器输 出信号的部分Sll，仅留下误差信号S13。该扣除的结果是误差信号S13， 所述误差信号S13理想地仅包含由主放大器MA11生成的非线性失真。所 述误差信号然后被线性放大到所要求的电平Cll以便在主部分中消去失 真，并且被馈送到输出组合器COll，被延时和反相主路径信号C12在所 述输出组合器COll的另一输入上被转发。
前馈线性化系统输出处的合成信号C13是无误差信号和原始输入信号 Dll的放大版本。然而，该前馈系统中的效率是非常低的，因为为了在输 出处获得所要求的误差信号Cll，误差放大器EA11的功耗是相当大的。 另外，输出路径处的移相器PH11和衰减器AT11对整体系统功率损失有 着显著的影响。
代脊使用低效率的前馈，本发明的功率放大器使用RT反馈路径来产 生输入预矫正信号。该功率放大器是被线性化的RF反馈系统，在图2处 示出。它主要包括主放大器MA21、两个分离器SP21和SP31、 一个组合 器C021、一个减法器SU21、两个移相器PH21和PH31、一个衰减器AT21、 以及一个误差放大器EA21。
更详细地，本发明功率放大器具有被连接到第一正交混合分离器SP21 的主端口 D21的输入；随后将给出关于正交混合器的更多细节。
正交混合分离器SP21具有被连接到正交混合组合器C021的主端口 C21的同相端口 D22、被连接到减法器SU21的第一输入的90。相移端口 D23、以及经由阻抗Z21被连接到接地的隔离端口 D24,所述正交混合组 合器C021通过主放大器MA21和第二正交混合分离器SP31耦合于功率 放大器的输出。
正交混合组合器C021具有被连接到主放大器MA21的输入的卯。相移端口 C23，以及被连接到误差放大器EA21的输出的隔离端口 C24。
主放大器MA21的输出被连接到第二正交混合分离器SP31的同相端 口 D32，所述第二正交混合分离器SP31的主端口 D31被连接到功率放大 器的输出，隔离端口 D34被经由阻抗Z41连接到地。第二正交混合分离器 SP31进一步具有通过移相器PH21和衰减器AT21的串行连接被连接到减 法器SU21的笫二输入的90。相移端口 D33。
减法器SU21具有通过另 一移相器PH31和误差放大器EA21的串行连 接被连接到正交混合组合器C021的隔离端口 C24的输出，在该情况中， 同相端口 D22和隔离端口 C24被彼此隔离，所以既没有输入信号流到误差 放大器的输出，也没有误差信号流到输入。结果，仅有被误差放大器EA21 放大的被适当调相的误差信号流到主放大器MA21的输入和负载阻抗 Z31。
该系统的操作基于扣除两个等信号，并随后向放大器输入频语添加具 有相反相位的误差信号。首先，输入信号D21，所有的信号都类似于有用 的端口那样被标记，被分离形成两个相同部分D22和D23，尽管普通情况 中，分离过程中使用的比例不需要相等。同时，从原始信号的部分中扣除 被分离器耦合到RF反馈路径中的主放大器输出信号的被延时和反相部分， 仅留下误差信号。该扣除的结果是误差信号，所述误差信号实质上理想地 仅包含由主放大器MA21生成的非线性失真。
所述误差信号然后被误差放大器EA21线性放大到所要求的电平，并 且被适当地调相，以便当它被添加到它的输入时补偿功率放大器非线性失 真。
组合器通常表示90度混^合器，它意味着误差信号仅被递送到主放 大器的输入，没有误差信号流到系统输入。在具有RF反馈的被线性化的 系统的输出处的合成信号是在理想情况中的无误差信号，或者在实际实践 中实质是原始输入信号的放大版本。
在该系统中，误差放大器的功耗低于以上已知的前馈情况中的功耗， 因为所要求的误差信号的功率电平被等于主放大器功率增益的因子降低。另外，不需要在主放大器输出处使用有损耗的衰减器和移相器。
以上提到的分离器、减法器和组合器可以被设计成如图3处所示的90 度混合耦合器的形式。90度混合耦合器或正交混合器例如在互联网上 www.merrimacind.com/rfmw/05intro一quadhybrids.pdf 处可找至l)的文件 "Quadrature Hybrids 90。 Power Dividers/Combiners lOKHz To 40GHz General Information"中是已知的。
其中提到，90。功率分配器(power dividers ) /组合器是能够在10 KHz 到40GHz上操作并且在广泛的各种包选项(package options )中可用的四 端口网络。这些i殳备可以实施两个互补功能
a) 功率分配器 一个功能是将输入信号等分成两个输出信号，同时关 于所述输出信号的一个对另一个进行卯。相移。因而，输出呈现正交关系， 意味着它们各自的相位相差一个"象限"或简单地90。；以及
b) 组合器互补功能是将两个振幅相等、被正交调相的输入信号组合 成单个输出信号。
例如，当所有端口被匹配用于图3中所示的混合支线组合器时，以上 ,皮称为主端口或仅是输入的功率进入输入端口 1 (power entering input port),在以上被称为同相端口或同相输出的输出端口 2和以上净皮称为卯° 相移端口或异相输出的端口 3之间被分配，在这些输出之间进行90。相移， 并且没有功率被供给到隔离端口 4。
正交混合器一般可以通过任何集中的(lumped)或四分之一波长A/4 传输线路单元来实现。具有特征阻抗Zo /V^的第一四分之一波长A/4传输 线路被连接在端口 1和2之间。同样具有特征阻抗Zo /々的第二四分之一 波长A74传输线,连接在端口 4和3之间。具有特征阻抗Zo的第三四分 之一波长A74传输线路被连接在端口 1和4之间。同样具有特征阻抗Zo的 第四四分之一波长A74传输线路被连接在端口 2和3之间。
在以上例子中，所有反射功率在净皮连接到隔离端口 4的50Q镇流电阻 器Ro-Zo中g散。减法器可以通过同相(0度)或异相(180度)组合器 表示。要注意，功率放大器中阶段的数量可以取决于所要求的输出功率和功 率增益而不同。
最后一点，以上在功能块方面描述了本发明的实施例。从以上给出的 这些块的功能描述中，如何通过已知的电子组件制造这些块的实施例，对 于设计电子设备领域的技术人员将是明显的。因此不再给出所述功能块的 内容的详细体系结构。
尽管以上结合特定装备描述了本发明的原理，要清楚理解，该描述仅 是通过示例方式作出的，不是对本发明范围的限制，本发明范围在所附权 力要求中定义。
权利要求
1.一种功率放大器，具有被连接到正交混合分离器(SP21)的主端口(D21)的输入，所述正交混合分离器具有通过主放大器(MA21)和另一正交混合器(SP31)耦合于所述功率放大器的输出的同相端口(D22)，所述正交混合分离器(SP21)进一步具有也耦合于所述另一正交混合器(SP31)的90°相移端口(D23)，其特征在于，所述功率放大器进一步包括正交混合组合器(CO21)，所述正交混合组合器(CO21)具有被连接到所述正交混合分离器(SP21)的所述同相端口(D22)的主端口(C21)，以及被连接到所述主放大器(MA21)的输入的90°相移端口(C23)，所述主放大器的输出被连接到所述另一正交混合器(SP31)的同相端口(D32)，其特征在于，所述正交混合分离器(SP21)的所述90°相移端口(D23)被连接到减法器(SU21)的第一输入，所述减法器(SU21)的输出经由第一移相器(PH31)耦合于所述正交混合组合器(CO21)的隔离端口(C24)，其特征在于，所述另一正交混合器(SP31)进一步具有经由第二移相器(PH21)耦合于所述减法器(SU21)的第二输入的90°相移端口(D33)，以及其特征还在于，所述另一正交混合器(SP31)进一步具有被连接到所述功率放大器的所述输出的主端口(D31)。
2. 根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，所述减法器(SU21)的所述输出通过所述笫一移相器(PH31)和误差放大器(EA21)的串行连接耦合于所述正交混合组合器(C021)的所述隔离端口 ( C24 )。
3. 根据权利要求l所述的功率放大器，其特征在于，所述另一正交混合器(SP31)的所述90。相移端口 (D33)通过所述笫二移相器(PH21)和衰减器(AT21)的串行连接耦合于所述减法器(SU21)的所述第二输入。
4. 根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，所述另一正交混合器(SP31)是笫二正交混合分离器。
5. 根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，所述正交混合器(SP21; SP31; C021)的每个具有适于接收输入信号的主端口 (D21;D31; C21)、适于提供与所述输入信号充分同相的第一输出信号的同相端口 (D22; D32; C22)、适于提供关于所述第一输出信号的相位呈现相对90。相移的第二输出信号的90。相移端口 (D23; D33; C23)、以及隔离端口 (D24; D34; C24)。
6. 根据权利要求5所述的功率放大器，其特征在于，每个正交混合分离器(SP21; SP31)的所述隔离端口 (D24; D34 )通过阻抗(Z21; Z41)耦合于地。
7. 根据权利要求5所述的功率放大器，其特征在于，所述正交混合组合器(C021)的所述隔离端口 (D24; D34 )耦合于误差放大器(EA21)的输出。
全文摘要
本发明涉及使用RF反馈的功率放大器线性化。提供了一种功率放大器，所述功率放大器适于通过使用RF反馈路径产生输入预矫正信号来同时高效率和高线性地操作。该功率放大器主要包括主放大器(MA21)、两个分离器(SP21，SP31)、一个组合器(CO21)、一个减法器(SU21)、两个移相器(PH21，PH31)、一个衰减器(AT21)、以及一个误差放大器(EA21)。分离器、减法器和组合器可以被设计成90度或正交混合耦合器的形式。正交混合器可以通过任何分块的或传输线路单元来实现，并且与所述同相分离器相比有重要的优势，即，在来自被连接到所述同相和90°相移端的负载的反射系数的等值处，反射波在主输入端处缺乏，从而，正交混合器的输入电压驻波比不取决于等负载失配电平。
文档编号H03F3/20GK101674056SQ20091000229
公开日2010年3月17日 申请日期2009年9月9日 优先权日2008年9月9日
发明者A·格列比翁尼科夫, F·皮维特 申请人:阿尔卡特朗讯公司