专利名称：滤波电路及电压控制振荡电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种滤波电路及具有滤波电路的电压控制振荡电路，该滤波电路抑制
包含于由振荡器、无线接收机、以及其它高频设备输出的高频信号中的高次谐波等无用信 号。
背景技术：
存在以下装置，S卩，在电压控制振荡器的输出端连接与振荡频率调谐的调谐电路， 以减轻振荡频率的高次谐波，但是，在调谐电路中，无法在宽的频带保持稳定的动作。另一 方面，为了在宽的频带抑制无用波，提出有将高频信号分支到逆相位的2个路径后合成的 无线接收机(例如参照专利文献1)。 专利文献1的无线接收机将合成信号分支到2个路径，在第1路径，在AD转换后 通过数字陷波滤波器使期望波衰减，并使余下的信道的信号反相。在第2路径，通过延迟电 路使信号延迟第1路径的延迟量。然后，通过耦合器使来自第1路径的信号和来自第2路 径的信号耦合，降低无用信号的电平。
专利文献1美国专利6151373 但是，专利文献1记载的滤波电路需要对第1路径的信号进行AD转换的AD转换 器和在第2路径配合第1路径的延迟量使信号延迟的延迟电路。而且，需要将延迟电路的 延迟量与第1路径的延迟量整合，在延迟量不一致的情况下，存在无用信号不能充分抵消 的问题。
发明内容
本发明是鉴于上述问题而做出的，其目的是提供一种滤波电路和具有该滤波电路 的电压控制振荡电路，该滤波电路于一方的信号路径中在带阻滤波器的前段不需要进行AD 转换的AD转换器，并且，能够容易地使双方的信号线路的延迟一致，而且，能够设定合适的 通带。 本发明的滤波电路的特征在于，具有倒相分支电路，该倒相分支电路从第1和第 2输入端子分别输出使输入信号分支并且彼此倒相后的第1和第2信号；第1带阻滤波器， 该第1带阻滤波器连接于上述倒相分支电路的第1输出端子，并具有第1阻止频带；第2带 阻滤波器，该第2带阻滤波器连接于上述倒相分支电路的第2输出端子，并具有与上述第1 阻止频带不同的第2阻止频带；以及，合成器，该合成器对上述第1和第2带阻滤波器的输 出进行合成。 通过该结构，在倒相分支电路中，彼此倒相的第1信号的第1阻止频带在第1带阻 滤波器中被衰减，第2信号的第2阻止频带在第2带阻滤波器中被衰减，之后，通过合成器 再次合成。这样，由于从倒相分支电路输出的第1和第2信号的双方通过带阻滤波器，所以， 能够使第1和第2信号的延迟一致，能够得到使第1和第2阻止频带以外的无用信号抵消 后的信号。
在上述滤波电路中，优选上述第1和第2带阻滤波器的电路结构相同而电路常数 不同。当使用第l和第2滤波电路的结构相同并且容量或电感不同的带阻滤波器时，能够 使与阻止频带充分分离的频率的延迟特性相同。 本发明的特征在于，在上述滤波电路中，上述倒相分支电路具有分支电路和倒相 电路，上述分支电路使输入信号分支为第1和第2信号并输出，上述倒相电路将从上述分支 电路输出的第1和第2信号转换为彼此倒相的信号，上述倒相电路具有第1晶体管和第2 晶体管，上述第1晶体管的基极连接于上述分支电路的一个输出端，集电极高频地接地，射 极成为上述第1输出端子，上述第2晶体管的基极连接于上述分支电路的另一个输出端，集 电极成为上述第2输出端子，射极高频地接地。 通过该结构，由于构成倒相电路的晶体管的一端接地，所以具有晶体管的动作稳 定的优点。 上述滤波电路也可以采用以下结构，即，上述第1晶体管的集电极和上述第2晶体 管的射极相连接，上述第2晶体管的集电极和上述第1晶体管的射极之间施加有电源电压。 通过这样的结构，由于晶体管相对于电源级联连接，所以，能够增大输出信号的振幅。并且， 由于第1和第2信号仅通过一个晶体管，所以，能够仅增大信号放大度而不会增大由于通过 晶体管而产生的信号的畸变。 在上述滤波电路中，上述第1和第2带阻滤波器由相对于各信号线路分别串联地 插入的并联共振电路构成，上述各信号线路分别传递由上述倒相分支电路的第1和第2输 出端子输出的第1和第2信号。 并且，在上述滤波电路中，上述第1和第2带阻滤波器由分别设置在各信号线路和 地之间的串联共振电路构成，上述各信号线路分别传递由上述倒相分支电路的第1和第2 输出端子输出的第1和第2信号。 并且，在上述滤波电路中，上述输入信号也可以是电压控制振荡电路的振荡信号。
另外，本发明的电压控制振荡电路的特征在于，具有振荡电路部，该振荡电路部 通过从外部施加的电压控制信号控制振荡信号的振荡频率；倒相分支电路，该倒相分支电 路连接于上述振荡电路部的输出端并且将使上述振荡信号分支并且彼此倒相后的第1和 第2信号从第1和第2输出端子分别输出；第1带阻滤波器，该第1带阻滤波器连接于上述 倒相分支电路的第1输出端子并且具有第1阻止频带；第2带阻滤波器，该第2带阻滤波器 连接于上述倒相分支电路的第2输出端子并且具有与上述第1阻止频带不同的第2阻止频 带；以及，合成器，该合成器对上述第1和第2带阻滤波器的输出进行合成；上述第1和第2 带阻滤波器分别具有共振电路，该共振电路包含感应体和连接于上述感应体并且通过上述 电压控制信号控制容量的可变容量元件。 通过该结构，能够与振荡电路部的振荡频率联动地使第1和第2阻止频带变化，所 以，能够将振荡频率的高次谐波抵消，并且能够配合振荡频率使阻止频带变化。
根据本发明，在一方的信号路径中，在带阻滤波器的前段不需要AD转换的AD转换 器，并且，能够容易地使双方的信号线路的延迟一致，而且能够设定适当的通带。
图1是一实施方式的电压控制振荡电路的结构图。
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图2是对图l所示的电压控制振荡器中的振荡电路部之后的电路结构进行变形的 变形例l的结构图。 图3是表示基于图2所示的电路模型模拟滤波器特性的结果的附图。 图4是将图2所示的电路结构中的陷波电路以及陷波电路置换为LC并联电路的
变形例2的结构图。 图5是表示基于图4所示的电路模型模拟滤波器特性的结果的附图。 图6是由高频变压耦合器构成输出再合成电路的变形例3的结构图。 图7是表示基于图6所示的电路模型模拟滤波器特性的结果的附图。 图8是以LC并联共振电路构成陷波电路和陷波电路，并以高频变压耦合器构成输
出再合成电路的变形例4的结构图。 图9是表示基于图8所示的电路模型模拟滤波器特性的结果的附图。 图10是从第1信号路径去除陷波电路并在第2信号路径中设置由LC并联共振电
路构成的陷波电路的比较例的结构图。 图11是表示模拟比较例1的滤波器特性的结果的附图。
具体实施例方式以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细的说明。 图1是本发明的一实施方式的电压控制振荡电路的结构图。本实施方式的电压控 制振荡电路具有振荡频率可变的振荡电路部1 ;输出分波电路2，该输出分波电路2作为 将从振荡电路部1输出的振荡信号分波并且使彼此倒相的倒相分支电路；陷波电路3，该陷 波电路3设置于传递从输出分波电路2输出的一方信号的第1信号路径中；陷波电路4，该 陷波电路4设置于传递从输出分波电路2输出的另一方信号的第2信号路径中，并且具有 与陷波电路3的陷波频率不同的陷波频率；以及，输出再合成电路5，该输出再合成电路5 作为合成通过陷波电路3和陷波电路4的信号的合成器。 振荡电路1由集电极接地型的科耳皮兹振荡电路构成，而本发明的振荡原理并不 特别限定。振荡用晶体管6的集电极高频地接地，基极和射极间以及射极和集电极间分别 连接有反馈电容器7、8。振荡用晶体管6的射极连接于2个反馈电容器7、8的连接点并且 经由射极偏置电阻9接地。振荡用晶体管6的基极上连接有共振电路10。共振电路10由 并联连接感应体11和电容器12而成的并联共振电路构成，上述感应体11由微波带状线构 成。感应体11和电容器12的热侧(非接地侧)连接有变容二极管13的阴极，变容二极管 13的阴极上经由扼流线圈14施加有电压控制信号Vctl。共振电路IO的热侧端子连接于 振荡用晶体管6的基极。电源电压Vcc施加于电源线VL，并经由扼流线圈17施加于振荡用 晶体管6的集电极。并且，在电源线VL和地之间串联地连接有分压电阻25、26、27。通过电 阻18、19将电源电压Vcc分压后的电压施加于振荡用晶体管6的基极。振荡用晶体管6的 射极经由耦合电容器20连接于输出分波电路2的输入端。 输出分波电路2从输入端开始分支为第1信号路径Ll和第2信号路径L2，从而形 成分支电路。第1信号路径L1的端部连接于倒相用晶体管21的基极，第2信号路径L2的 端部连接于倒相用晶体管22的基极。倒相用晶体管21和倒相用晶体管22将一方的倒相 用晶体管21的射极与另一方的倒相用晶体管22的集电极级联连接，一方的倒相用晶体管21的集电极经由电阻23连接于电源线VL，另一方的倒相用晶体管22的射极经由电阻24 接地。在电源线VL和一方的倒相用晶体管21的基极之间连接分压用电阻25，在一方的倒 相用晶体管21的基极与另一方的倒相用晶体管22的基极之间连接分压用电阻26，另一方 的倒相用晶体管22的射极经由分压用阻抗27接地。 一方的倒相用晶体管21的集电极经 由直流截止电容器28连接于陷波电路3的输入端，另一方的倒相用晶体管22的射极经由 直流截止电容器29连接于陷波电路4的输入端。2个倒相用晶体管21、22的基极上施加有 分支的同相位的信号，由于一方的倒相用晶体管21的集电极上出现的信号与另一方的倒 相用晶体管22的射极上出现的信号彼此的倒相，所以，在连接于一方的倒相用晶体管21的 集电极上的第1信号路径Ll和连接于另一方的倒相用晶体管22的射极上的第2信号路径 L2中，传递倒相了的信号。 陷波电路3由一端连接于第1信号路径Ll的感应体31和阳极接地而阴极连接于 感应体31的另一端的变容二极管32构成。变容二极管32的阴极上施加有施加于振荡电 路部1的电压控制信号Vctl。成为陷波电路3的阻止频带的陷波频率由构成陷波电路3的 电路元件的电路常数(主要为感应体31的电感值、变容二极管32的容量值)决定。在陷 波电路3中，设定与振荡电路部1的振荡频率相同的陷波频率。陷波电路3的输出端经由 直流截止电容器38连接于输出再合成电路5。 陷波电路4由一端连接于第2信号路径L2的感应体33和阳极接地而阴极连接于 感应体33的另一端的变容二极管34构成。变容二极管34的阴极上施加有施加于振荡电 路部1的电压控制信号Vctl。陷波电路4的结构与设置于第1信号路径Ll的陷波电路3 相同，只有陷波频率不同。即，由于与陷波电路3的结构相同，能够使从振荡频率充分离开 的位置上的延迟特性在第1信号路径Ll和第2信号路径L2 —致。并且，陷波电路4的陷 波频率设定在偏离振荡频率的位置(与振荡频率的高次谐波也不一致的位置)，所以，振荡 频率能够没有损失地通过。陷波电路4的输出端经由直流截止电容器39连接于输出再合 成电路5。 输出再合成电路5由合成用电阻35、合成用电阻36、以及合成用电阻37构成，上 述合成用电阻35的一端连接于第1信号路径Ll的端部，上述合成用电阻36的一端连接于 第2信号路径L2的端部，另一端连接于合成用电阻35的另一端，上述合成用电阻37的一 端连接于合成用电阻35和36的连接点。合成用电阻37的另一端成为输出再合成电路5 的输出端。 在如上述那样构成的本实施方式中，振荡电路部1的共振电路10的共振频率由施 加于变容二极管13的阴极的电压控制信号Vctl决定，共振电路10的共振频率施加于振荡 用晶体管6的基极。在振荡用晶体管6的基极上，电源电压Vcc被分压并被施加，根据科耳 皮兹型的振荡电路的振荡原理，振荡电路部1振荡。其结果是，振荡频率的振荡信号从振荡 用晶体管6的射极经由耦合电容器20供给到输出分波电路2。 在输出分波电路2，振荡信号分波到第1信号路径Ll和第2信号路径L2，分波到 第1信号路径Ll中的振荡信号施加于一方的倒相用晶体管22的基极，分波到第2信号路 径L2中的振荡信号施加于另一方的倒相用晶体管22的基极。在电源线VL和地之间串联 连接的倒相用晶体管21、22的基极上施加相位相同的振荡信号，从一方的倒相用晶体管21 的集电极和另一方的倒相用晶体管22的射极输出彼此倒相的振荡信号。由此，通过在第1信号路径LI中传递的信号和在第2信号路径L2中传递的信号，高次谐波的倒相。这样，由 于晶体管21、22相对于电源串联连接，所以，能够确保大的输出振幅。并且，在第l和第2 信号路径L1、L2，由于仅通过一个晶体管，所以能够抑制晶体管段数增加所导致的信号的畸 变增大。 在陷波电路3中，输入从作为第1信号路径Ll的一方的倒相用晶体管21的集电 极输出的振荡信号。陷波电路3将振荡电路部1的振荡频率设定为阻止频带。因此，振荡 信号中含有的振荡频率成分衰减后的信号通过。另一方面，在陷波电路4中，输入从作为第 2信号路径L2的另一方的倒相用晶体管22的射极输出的振荡信号。陷波电路4与陷波电 路3具有相同结构并且设定为大致相同的延迟量，阻止频带设定为从振荡电路部1的振荡 频率偏移的位置。因此，从振荡频率偏移的阻止频带衰减，振荡频率成分没有衰减的信号被 输出。 这里，在使用电压控制振荡器的情况下，通过电压控制信号Vctl，振荡电路部1的 振荡频率变化。当相对于振荡频率的变化陷波电路3的陷波频率固定时，存在陷波频率与 振荡频率偏离并且振荡频率不能充分衰减的可能性。 在本实施方式中，将控制振荡电路部1的振荡频率的电压控制信号Vct 1输入到陷 波电路3，并且跟随振荡频率而使陷波频率变化，始终使陷波频率与振荡频率一致。并且，将 电压控制信号Vctl输入到陷波电路4，并且跟随振荡频率而使陷波频率变化，使陷波频率 与振荡频率不一致。 并且，通过陷波电路3的信号和通过陷波电路4的信号在后段的输出再合成电路 5被合成，所以，仅在一方的信号路径衰减的信号成分在合成后不抵消地被取出。在将狭窄 频带的陷波频率设定为振荡频率的情况下，合成后取出的振荡频率也为狭窄频带。
在本实施方式中，仅设定陷波电路3和陷波电路4的陷波频率，就能够对从输出再 合成电路5取出的振荡频率进行宽频带化。以振荡频率fo为中心，将设定于陷波电路3和 陷波电路4的陷波频率的一方，向着低频带侧偏移一些(-A)，将另一方向着高频带侧偏移 一些(+A)。由此，从输出再合成电路5取出的信号的频带宽度能够在fo-A fo+A宽频 带化。 在传递于第1信号路径Ll的过程中，通过陷波电路3振荡频率衰减了的信号经由 一方的电阻35输入到输出再合成电路5，在传递于第2信号路径L2的过程中，通过陷波电 路4振荡频率没有衰减而与第1信号路径Ll的信号相比倒相的信号输入到输出再合成电 路5。当第1信号路径Ll的信号和第2信号路径L2的信号通过合成用电阻35、36、37合成 时，相互的倒相的高次谐波抵消并被除去，只有不被衰减地包含于第2信号路径L2的信号 中的振荡频率成分没有被抵消而余下。由此，除去了高次谐波成分的振荡频率的信号被取 出。 在图1所示的电压控制振荡器中，在输出分波电路2中分别进行分波与倒相，而通 过使用变压器能够同时进行分波与倒相。并且，作为具有相同结构的陷波电路3和陷波电 路4，使用LC串联电路，但是，也可以使用LC并联电路。并且，输出再合成电路5使用合成 用电阻35、36、37，但是，也可以使用变压器。
(变形例1) 图2是对图1所示的电压控制振荡器中的振荡电路部1之后的电路结构进行变形
7的变形例1的结构图。陷波电路具有与上述实施方式相同的结构。振荡电路部1省略图示。
变形例1将作为输出分波电路2同时进行分波和倒相的高频变压定向耦合器40 设置于滤波部的前端，将作为输出再合成电路5的高频变压耦合器50设置于滤波部的后 段。 高频变压分支器40具有一次侧线圈41、二次侧线圈42a、42b、以及铁心43，上述一 次侧线圈41的一端连接于振荡用晶体管6的射极，另一端经由电阻接地，上述铁心43使一 次侧和二次侧磁性结合。二次侧线圈42a的一端经由直流截止电容器28连接于陷波电路 3， 二次侧线圈42b的一端经由直流截止电容器29连接于虚设陷波电路4。 二次侧线圈42a 和42b的中间连接点接地。通过将二次侧线圈42a和42b的中间连接点接地，从二次侧线 圈42a的一端取出的信号和从二次侧线圈42b的一端取出的信号的倒相。即，高频变压分 支器40能够同时进行振荡信号的分波与倒相。 高频变压定向耦合器50由第1 一次侧线圈51a、第2 —次侧线圈51b、二次侧线圈 52、以及铁心53构成，上述第1 一次侧线圈51a连接于第1信号路径Ll的端部，上述第2 一次侧线圈51b连接于第2信号路径L2的端部。第1 一次侧线圈51a的一端连接于成为 第1信号路径Ll的端部的直流截止电容器38的一方的端子，另一端接地。第2 —次侧线 圈51b的一端连接于成为第2信号路径L2的端部的直流截止电容器39的一方的端子，另 一端接地。二次侧线圈52—端成为输出端子，另一端接地。 如图2所示，使陷波电路3的电感值为4. 5nH，容量为6pF，相对于2. 0GHz的振荡 频率，将陷波频率设定为2. 37GHz。并且，使陷波电路4的电感值为3. 0nH，容量为6pF，将陷 波频率设定为1.94GHz。 图3是表示基于图2所示的电路模型以及电路常数模拟滤波器特征的结果的附 图。由模拟的结果可知，以振荡频率(2. OGHz)为中心，能够实现以从1. 90GHz到2. OlGHz 为通带的滤波器特性。陷波电路3、4由于受到另一方的陷波电路等的影响，上述陷波电路 3、4单独的陷波频率和合成的滤波器特性的频带存在一些不同。 [OOM](变形例2) 图4是表示将图2所示的电路结构中的陷波电路置换为LC并联电路的变形例2 的结构图。陷波电路60由感应体61和电容器62的并联共振电路构成。陷波电路70具有 与陷波电路60相同的结构，由感应体71和电容器72的并联共振电路构成。
如图4所示，使陷波电路60的电感值为1. 0nH，容量为24pF，相对于1. 0GHz的振 荡频率，将陷波频率设定为1. 03GHz。并且，使陷波电路70的电感值为1. 0nH，容量为27pF， 将陷波频率设定为0. 97GHz。 图5是表示基于图4所示的电路模型以及电路常数模拟滤波器特性的结果的附 图。由模拟的结果可知，以振荡频率(l.OGHz)为中心，具有仅在极狭窄的频带通过的特性。
(变形例3) 图6是变形例3的结构图，变形例3将输出分波电路2、陷波电路3和陷波电路4、 以及高频变压耦合器50进行组合，上述输出分波电路2使用晶体管的串联连接使倒相，上 述陷波电路3和陷波电路4由LC串联共振电路构成。 在陷波电路3中，设定相对于振荡频率(fo = 2.0GHz)向低频带侧仅偏移一些 的陷波频率(fo-A)。并且，在陷波电路4中，设定向高频带侧仅偏移一些的陷波频率(f o+ A )。 图7是表示基于图6所示的电路模型的模拟滤波特征的结果的附图。由模拟的结 果可知，实现了陡峭的滤波器特性。
(变形例4) 图8是变形例4的结构图，变形例4将输出分波电路2、陷波电路60和陷波电路 70、以及高频变压耦合器50进行组合，上述输出分波电路2使用晶体管的级联连接使倒相， 上述陷波电路60和陷波电路70由LC并联共振电路构成。 在陷波电路60中，设定相对于振荡频率(fo = 2. 0GHz)向低频带侧仅偏移一些 的陷波频率(fo-A)。并且，在陷波电路70中，设定向高频带侧仅偏移一些的陷波频率 (f o+ A )。 图9是表示基于图8所示的电路模型的模拟滤波特征的结果的附图。由模拟的结 果可知，阻止频带以振荡频率(2.0GHz)为中心，向低频带侧和高频带侧扩大并广域化。
(比较例1) 图IO表示比较例，该比较例在图4所示的电路结构中，从第1信号路径L1除去陷 波电路60，并在第2信号路径L2中设置陷波电路80，该陷波电路80由设定了振荡频率fo 的陷波的LC并联共振电路构成。 图11是表示对比较例1的滤波器特性进行模拟的结果的附图。与图5所示的变 形例2的滤波器特性相比，可判明倾斜减缓。 另外，本发明不仅限于上述实施方式和变形例。例如，取代组合倒相放大器放大器 和陷波电路，可以使用饱和模式的倒相放大器和衰减器的组合。 本发明通过使分波后的高频信号的一方倒相之后进行合成，能够适用于除去噪音 的滤波电路。
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权利要求
一种滤波电路，其特征在于，具有倒相分支电路，该倒相分支电路从第1和第2输出端子分别输出使输入信号分支并且彼此倒相后的第1和第2信号；第1带阻滤波器，该第1带阻滤波器连接于上述倒相分支电路的第1输出端子，并具有第1阻止频带；第2带阻滤波器，该第2带阻滤波器连接于上述倒相分支电路的第2输出端子，并具有与上述第1阻止频带不同的第2阻止频带；以及，合成器，该合成器对上述第1和第2带阻滤波器的输出进行合成。
2. 如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于，上述第1和第2带阻滤波器的电路结构 相同而电路常数不同。
3. 如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于，上述倒相分支电路具有分支电路和倒 相电路，上述分支电路使上述输入信号分支为第1和第2信号并输出，上述倒相电路将从上 述分支电路输出的第1和第2信号转换为彼此倒相的信号，上述倒相电路具有第1晶体管和第2晶体管，上述第1晶体管的基极连接于上述分支 电路的一个输出端，集电极高频地接地，射极成为上述第1输出端子，上述第2晶体管的基 极连接于上述分支电路的另一个输出端，集电极成为上述第2输出端子，射极高频地接地。
4. 如权利要求3所述的滤波电路，其特征在于，上述第1晶体管的集电极与上述第2晶 体管的射极连接，上述第2晶体管的集电极与上述第1晶体管的射极之间施加有电源电压。
5. 如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于，上述第1和第2带阻滤波器由相对于各 信号线路分别串联地插入的并联共振电路构成，上述各信号线路分别传递由上述倒相分支 电路的第1和第2输出端子输出的第1和第2信号。
6. 如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于，上述第1和第2带阻滤波器由分别设置 在各信号线路和地之间的串联共振电路构成，上述各信号线路分别传递由上述倒相分支电 路的第1和第2输出端子输出的第1和第2信号。
7. 如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于，上述输入信号是电压控制振荡电路的 振荡信号。
8. —种电压控制振荡电路，其特征在于，具有振荡电路部，该振荡电路部通过从外部施加的电压控制信号控制振荡信号的振荡频率；倒相分支电路，该倒相分支电路连接于上述振荡电路部的输出端并且将使上述振荡信 号分支并且彼此倒相后的第1和第2信号从第1和第2输出端子分别输出；第1带阻滤波器，该第1带阻滤波器连接于上述倒相分支电路的第1输出端子并且具 有第1阻止频带；第2带阻滤波器，该第2带阻滤波器连接于上述倒相分支电路的第2输出端子并且具有与上述第1阻止频带不同的第2阻止频带；以及，合成器，该合成器对上述第1和第2带阻滤波器的输出进行合成；上述第1和第2带阻滤波器分别具有共振电路，该共振电路包含感应体和连接于上述感应体并且通过上述电压控制信号控制容量的可变容量元件。
全文摘要
一种滤波电路及具有滤波电路的电压控制振荡电路，能够容易地使双方的信号线路的延迟一致，并且能够抵消无用信号。该电压控制振荡电路具有振荡电路(1)；输出分波电路(2)，分别输出使振荡信号分支并且彼此倒相后的第1和第2信号；陷波频率不同的陷波电路(3、4)，与输出分波电路(2)并联连接并具有相同结构；以及对陷波电路的输出进行合成的输出再合成电路。将振荡电路部(1)的电压控制信号施加到陷波电路(3、4)的变容二极管(32、34)而使陷波电路(3、4)的陷波频率与振荡频率联动。
文档编号H03H11/04GK101714859SQ20091017918
公开日2010年5月26日 申请日期2009年9月29日 优先权日2008年10月6日
发明者中塚健二, 五十岚康博 申请人:阿尔卑斯电气株式会社