开关电容积分器的制作方法

专利名称：：开关电容积分器的制作方法
技术领域：
：本发明涉及一种开关电容积分器及伪差分结构开关电容积分器，属于集成电路
技术领域：

背景技术：
近年来，信息化建设飞速发展，信号和信息处理已广泛地渗透到科学研究、技术开发、工业生产、国防和国民经济的各个领域，成为全球经济和社会发展的重要推动力量。正因为如此，信号处理芯片的设计成为集成电路设计者的研究热点。为了满足电池驱动便携设备的需求以及大型系统的节能需要，信号处理芯片需要在保证高性能的同时，朝更低电压、更低功耗以及更低成本的方向不断前进。积分器是信号处理芯片中常用的重要功能电路，它对信号处理芯片整体性能的优劣产生重大影响。在早期的信号处理电路中，电路设计者一般使用电阻、电容和放大器等组成连续时间电路，构成所需的积分器传递函数，并对信号进行处理。但是，电阻和电容的绝对误差限制了其在高精度电路中的应用。后来，人们逐渐采用MOS开关、电容和放大器组成的开关电容积分器对信号进行精确处理。开关电容积分器之所以能够成功应用于高精度信号处理，其原因在于信号处理函数的精确性主要与电容的比例有关。同时，它有良好的线性和温度特性，并且易于在CMOS工艺中实现。在开关电容积分器中，运算放大器是不可或缺的组成模块，同时也是最主要的功耗模块。要实现极低功耗的开关电容积分器，低压低功耗运算放大器的设计是至关重要的。用C类反向器代替传统的运算放大器是一种新型的低压低功耗电路设计技术。C类反向器主体部分是一个推挽式反向器，如附图1所示，结构相当简单，功耗极低，芯片占用面积小，其中"C类"指该反向器处于饱和导通状态的时间小于50%。在实际应用中C类反向器采用了动态偏置技术，即它的工作状态是通过对输入管栅电位的调制而不断变化的。在开关电容积分器的设计中，C类反向器应根据积分器在不同相位对其的性能要求，在以下两种不同的工作状态之间进行合理的切换。1)高增益低功耗状态当PM0S输入管M1和NM0S输入管M2均处于弱反型区时，反向器具有较高的增益和极低的功耗，但跨导和带宽相对较小，适用于积分器的采样相位以及积分相位中的保持(settling)相位。2)高摆率大电流状态当M1处于强反型区，M2处于截止区(或M2处于强反型区，Ml处于截止区)时，工作在强反型区的MOS输入管跨导较大，使得反向器具有较大的摆率和输出电流，适用于积分器的积分相位中的建立(slewing)相位。而且由于另一个输入管处于截止区，整个反向器由电源到地的导通电流极小，避免了无谓的静态功耗。根据上述原理，YoungcheolChae等人在"AO.7V36uW85dB-DRAudioASModulatorUsingClass-CInverter"(ISSCC2008)—文中实现了一种基于C类反向器的极低功耗高精度开关电容积分器。其中，为了提高稳态增益，反向器采用了如附图2所示的共源共栅结构，其中PM0S管M3和丽0S管M4的偏置电位分别是地电位GND和电源电位VoD。但是，对于采用现有技术C类反向器的开关电容积分器，当其工作在采样相位或积分相位中的保持相位时，C类反向器中输入管均工作在弱反型区，其跨导受工艺偏差影响很大(尤其是MOS管尺寸较大的时候)，导致C类反向器的增益、带宽和静态功耗等稳态特性在不同的工艺角下存在严重偏差，增益偏差会影响积分器电荷采样和传输的精确性，而带宽和静态功耗的偏差使积分器的工作频率和静态功耗变得极不稳定。当C类反向器切换至高摆率大电流状态时，工艺偏差对于C类反向器的摆率和建立时间等动态参数指标的影响同样不能忽略，它使得开关电容积分器工作在建立相位时的建立时间、积分精度和动态功耗等指标恶化，最终可能导致积分器性能下降甚至功能丧失。
发明内容本发明要解决的技术问题是，提供一种采用新型C类反向器的开关电容积分器，以克服现有技术的开关电容积分器中的C类反向器的跨导受工艺偏差影响很大(尤其是MOS管尺寸较大的时候)，从而导致积分器工作在采样相位或保持相位时电荷采样和传输不够精确，工作频率和功耗极不稳定；工作在建立相位时建立时间、积分精度和动态功耗等指标恶化，最终可能导致积分器性能下降甚至功能丧失的不足。本发明要解决的另一个技术问题是，提供一种采用新型C类反向器的伪差分结构开关电容积分器。本发明的开关电容积分器采取以下技术方案，它包括新型C类反向器以及采样电容、补偿电容、积分电容和开关等，其中新型C类反向器是单端输入单端输出的。开关电容积分器用本发明的新型C类反向器代替了传统运算放大器或现有技术的C类反向器，在极大地降低电路功耗的同时，克服了工艺偏差对于自身的影响，保证了积分器的鲁棒性和实用性。新型C类反向器，它是在现有技术的C类反向器基础上，增加了PMOS体电位调制器和NMOS体电位调制器。其中现有技术的C类反向器用于实现运算放大功能，而PMOS体电位调制器和NMOS体电位调制器分别用于实现反向器PMOS输入管和NMOS输入管的体电位调制，以减弱工艺偏差对于C类反向器的不利影响。新型C类反向器中的体电位调制器是由一个MOS管和一个高精密电阻组成，其中M0S管与对应的反向器输入管(体电位调制对象)类型相同，版图匹配对称，宽长比成固定比例，且MOS管的栅源电压与反向器输入管在稳态时的栅源偏置电压相同。因此，体电位调制器中的MOS管在任意时刻的工艺偏差程度和温度条件均与反向器输入管近似相同，且两MOS管漏源电流的变化趋势亦相同。换句话说，体电位调制器中的MOS管能够"感应"对应的反向器输入管在不同工艺角和温度下的跨导、输出电流等参数的变化特征，被称为感应MOS管。感应MOS管体端与源端相连，漏端连接一个高精密电阻，高精密电阻用于实现"感应"电流信号(感应MOS管漏源电流)转电压信号的功能，同时它作为负载在感应MOS管的漏端将体电位调制器的输出电压信号反馈到反向器输入管的体端。整个体电位调制器形成"感应反馈"环路，用以体电位调制。通过体电位调制器的输出电压信号在对应的反向器输入管体端的调制作用(即调节反向器输入管的体源电压)，使得反向器输入管的跨导和漏源电流在不同的工艺角情况下较为一致。根据体电位调制对象的MOS管类型，可将体电位调制器分为PMOS体电位调制器和NMOS体电位调制器。在PMOS体电位调制器中，感应PMOS管的源端电位决定体电位调制范围的最大值，可根据实际应用设定。高精密电阻另一端电位决定体电位调制范围的最小值。而在NMOS体电位调制器中，感应NMOS管源电位决定体电位调制范围的最小值，高精密电阻另一端电位决定体电位调制范围的最大值。新型C类反向器中现有技术的C类反向器的主体结构可以是一个简单型反向器，也可以是一个共源共栅型反向器，供电电压略低于反向器中两输入管的阈值电压之和。现有技术的采样电容，位于信号输入端，用于积分器采样相位时输入信号的采样，以及积分相位时自身电荷向积分电容的精确传输。现有技术的补偿电容，位于新型C类反向器输入端，用于消除反向器失调电压不利影响，在下极板处形成"虚地"，保证积分器在积分相位时电荷传输的精确性。现有技术的积分电容，又称为反馈电容，在补偿电容下极板和新型C类反向器输出端之间形成反馈回路，用于积分器采样相位时自身储存电荷向下一级电路的传输，以及积分相位时对采样电容传输电荷的积累。现有技术的开关，包括NM0S开关、CMOS开关和自举NMOS开关等类型。其中自举NMOS开关位于信号输入端和采样电容之间，用于高线性度的输入信号采样；两个NMOS开关分别位于采样电容上下极板与输入共模电平之间，用于设置和传输共模电平；两个CMOS开关分别位于补偿电容上下极板与积分电容上极板之间，用于各电容之间电荷的传输。开关电容积分器在实际工作中分为采样相位和积分相位，采用两相不交叠时钟进行控制，其中积分相位又可分为建立(slewing)相位和保持(settling)相位。在开关电容积分器中，C类反向器根据不同工作相位输入端偏置电压的不同能够实现高增益低功耗和高摆率大电流两种不同的工作状态，说明如下在采样相位，反向器输入端结点电位仅为反向器的失调电压(设为^m)，接近于共模电平。假设两输入管阈值电压近似相等，输入共模信号使得反向器输入管均处于弱反型区，即可实现C类反向器高增益低功耗的稳定状态。新型C类反向器中体电位调制器的引入使得反向器的增益、带宽和静态功耗等在不同的工艺角下较为一致，有利于开关电容积分器在采样相位电荷的精确采样和传输，同时降低了积分器的工作频率和静态功耗对于工艺偏差的敏感度。在积分相位中的建立相位，采样电容的下极板电位突变为共模电平，反向器输入端结点电位被拉至—/Ar+^^，其中7^为采样电容在采样相位采样的输入信号。根据输入信号的极性，反向器中的一个输入管进入强反型区，另一个输入管截止，C类反向器进入高摆率大电流状态。在积分相位中的保持相位，由于积分电容的负反馈作用，反向器输入端结点电位最终恢复至反向器的失调电压^^，C类反向器重新进入高增益低功耗的稳定状态。在整个积分相位中，新型C类反向器中体电位调制器的引入使得反向器在建立过程中的摆率和动态功耗在不同的工艺角下较为一致，从而降低了开关电容积分器建立时间、积分精度和动态功耗等指标对于工艺偏差的敏感度，提高了电路的稳定性和鲁棒性。需要说明的是，体电位调制器结构相当简单，而且其中的感应M0S管M5和M6均工作在弱反型区，功耗非常低，典型值为现有技术C类反向器功耗的1/10左右。因此，体电位调制器的引入并不会明显增加电路功耗，完全适用于低压低功耗的工作环境。本发明的伪差分结构开关电容积分器采取以下技术方案，它包括两个新型C类反向器以及现有技术的电容(采样电容、补偿电容和积分电容等)、开关(NMOS开关、CMOS开关和自举NMOS开关等)、共模反馈电路。其中两个新型C类反向器分别位于积分器正向和负向支路，且差分对称，构成伪差分结构，而共模反馈电路分别在积分器正向和负向支路形成共模反馈。现有技术的共模反馈电路包括两个共模反馈电容，在采样相位位于补偿电容下极板与输入共模电平之间，而在积分相位分别位于补偿电容下极板与积分器正负输出端之间，共模反馈电容用于探测输出共模电平与输入共模电平的偏差，并将偏差反馈到积分器从而形成共模反馈环路；两个自举NMOS开关，分别位于共模反馈电容下极板与积分器正负输出端之间，用于共模反馈环路中输出信号的精确采样；两个NM0S开关，分别位于共模反馈电容下极板与输入共模电平之间，用于设置和传输共模电平。与Yo皿gcheolChae等人实现的伪差分结构开关电容积分器不同的是，本发明的伪差分结构开关电容积分器采用了更优化的拓扑结构，它在反馈回路上用包含积分电容和相关开关的采样保持支路代替原有的重置开关，不需要在每个时钟相位对输出端电位重置清零，因此放宽了对C类反向器(包括新型C类反向器和现有技术的C类反向器)的摆率和建立时间的要求。这种拓扑结构虽然在采用传统运算放大器的差分结构开关电容积分器中已有运用，但与C类反向器技术结合使用构成伪差分结构开关电容积分器尚属首次。本发明的优点和积极效果本发明所述的开关电容积分器采用新型C类反向器，通过新型C类反向器中体电位调制器在反向器输入管体端的体电位调制作用，使得整个反向器的稳态特性(增益、带宽、静态功耗等)和动态特性(摆率、建立时间、动态功耗等)在不同工艺角情况下较为一致，从而降低了开关电容积分器工作频率、建立时间、积分精度和功耗等指标对于工艺偏差的敏感度，在不明显增加功耗的情况极大地提高电路的稳定性和鲁棒性。图1为简单型C类反向器的电路结构图；图2为共源共栅型C类反向器的电路结构图；图3为本发明采用的新型C类反向器的电路结构图；图4为本发明的采用新型C类反向器的开关电容积分器的原理图；图5为本发明的开关电容积分器的两相不交叠时钟以及C类反向器输入端电位变化曲线6为本发明的伪差分结构开关电容积分器的电路结构图。具体实施方式具体实施例方式实施例一、本发明提出的开关电容积分器，包含了申请号为2009103013271(
专利名称：:采用体电位调制器的C类反向器)的新型C类反向器(以下同)。开关电容积分器用新型C类反向器代替了传统运算放大器或现有技术的C类反向器，在极大地降低了电路功耗的同时，并克服了工艺偏差对于自身的影响，保证了积分器的鲁棒性和实用性。附图3是开关电容积分器中采用的新型C类反向器的电路结构图，它是在现有技术的C类反向器30基础上，增加了PM0S体电位调制器31和NM0S体电位调制器32(见申请号为2009103013271中的PMOS体电位调制器和NMOS体电位调制器，以下同)。其中现有技术的C类反向器30用于实现运算放大功能，而PM0S体电位调制器31和NM0S体电位调制器32分别用于实现反向器PM0S输入管M1和NM0S输入管M2的体电位调制，以减弱工艺偏差对于C类反向器的不利影响。新型C类反向器中现有技术的C类反向器30是一个共源共栅型反向器，供电电压略低于反向器中两输入管的阈值电压之和。相比于简单型反向器，共源共栅型反向器增益较高，有利于提高开关电容积分器的建立精度。但在一些对精度要求不是很高的场合，采用简单型反向器能够增大输出摆幅，并减小芯片面积。新型C类反向器中的PMOS体电位调制器31是由感应PMOS管M5和高精密电阻R1组成，其中感应PM0S管M5与反向器输入管M1版图匹配对称，宽长比成固定比例(在l:5至1:20之间)，且M5的栅源电压与M1在弱反型区稳态时的栅源偏置电压相同(VDDH-VGp=VDD-VCM)，因此M5一直处于弱反型区，它能够"感应"Ml在不同工艺角和温度下的跨导、输出电流等参数的变化特征。M5源端和体端均接高电平vddh，漏端连接高精密电阻R1，R1作为负载在M5漏端将体电位调制器31的输出电压信号VBP反馈到反向器输入管M1的体端，整个体电位调制器形成"感应反馈"环路，用以体电位调制。R1的另一端接V亂(VCIv￡Vddl<VDDo，w一般取20K~2GGKG。我们可以看到，输出电压信号VBp的范围略小于vdd『vddh。为避免提供过多的电源供给，vgp和vdd可以复用，vddl和VcM可以复用，而Vddh可以在Vdd上用简单的升压电路实现或片外实现，以实现超过反向器电源电压VDD的M1体电位调制。PMOS体电位调制器31中体电位调制过程简述如下当工艺角为tt(typical)时，设感应PM0S管M5的输出电流为Itt，调节Vi)DH、R1以及M5尺寸使得PM0S体电位调制器31的输出电压VB产VcM+IttRl"VDD，此时M1体源电压近似为零，电路进入典型工作状态。当工艺角为ss时，Ml阈值电压的绝对值变大，导致M1在弱反型区工作时跨导减小，带宽降低，此时输出电流达到最小值。由于感应PM0S管M5能够"感应"到M1的电流变化特征，所以M5的感应输出电流也将达到最小值，设为Iss。因此体电位调制器31的输出电压Vbf^Vcm+^sRKVdd，将该电压信号反馈到M1的体端，可以使M1的体源电压小于零，阈值电压的绝对值略为降低，Ml在弱反型区工作时跨导和输出电流增大，实现了对M1参数的负反馈调制。需要注意的是，vbp不宜过小，以免M1源体结过度正偏而导致漏电流过大。当工艺角为ff时，Ml阈值电压的绝对值变小，导致M1跨导增大，此时M5的感应输出电流达到最大值，设为Iff。PM0S体电位调制器31将输出电压VB^Vc^^^^VDD反馈到Ml的体端，使M1阈值电压的绝对值提高，跨导和输出电流减小，功耗降低。实际上，通过调节VDDH、R1以及M5尺寸等参数，可以保证PMOS体电位调制器31在三种工艺角下均输出较为合适的VBP，使M1在弱反型区工作时增益、带宽和静态功耗较为一致。新型C类反向器中的丽OS体电位调制器32是由感应丽OS管M6和高精密电阻R2组成，其中感应NM0S管M6与反向器输入管M2版图匹配对称，宽长比成固定比例(在l:5至1:20之间)，且M6的栅源电压与M2在弱反型区稳态时的栅源偏置电压相同(VGN-GNDL^VCM-GND)，类似地，感应丽0S管M6能够"感应"反向器NM0S输入管M2在不同工艺角和温度下的跨导、输出电流等参数的变化特征。M6源端和体端均接低电平GNDL，NM0S管M6的漏端连接高精密电阻R2，R2作为负载将体电位调制器32的输出电压信号VBN反馈到反向器输入管M2的体端，用以体电位调制。R2的另一端接GNDH〔GWD^^^D^VCM)，R2—般取20K200KQ。可以看到，输出电压信号VBN的范围小于GNDI^GNDH。为避免提供过多的电源供给，VcN和GND可以复用，GNDH和VcM可以复用，而GNDL可以在GND上用简单的降压电路实现或片外实现，以实现小于GND的M2体电位调制。通过调节GNDL、R2以及M6尺寸等参数，可以保证体电位调制模块32在三种工艺角下均输出较为合适的VBN，使M2在弱反型区工作时增益、带宽和静态功耗较为一致。需要注意的是，VBN不宜过大，以免M2体源结过度正偏而导致漏电流过大。附图4是采用新型C类反向器的开关电容积分器原理图，它包括新型C类反向器60以及现有技术的采样电容^、补偿电容"人积分电容^和开关。开关电容积分器在实际工作中分为采样相位和积分相位，采用pl和p2两相不交叠时钟进行控制，如附图5所示，以下详细介绍本发明中的开关电容积分器的工作方式。pl相位是积分器的采样相位，开关S1、S4、S5闭合，开关S2、S3断开。此时输入信号J^被采样到电容^上，新型C类反向器的失调电压^^被采样到补偿电容^c上，同时积分电容^在上一相位储存的电荷被传递到下一级电路中。在此相位，由于反向器输入端结点X的电位仅为反向器的失调电压^^，接近于共模电平，该两输入管M1和M2均工作在弱反型区，所以反向器一直处于高增益低功耗的稳定状态，满足了积分器在采样相位对反相器的要求。在pl相位，新型C类反向器中体电位调制器31和32的引入使得反向器的增益、带宽和静态功耗等在不同的工艺角下较为一致，有利于开关电容积分器在采样相位电荷的精确采样和功耗对于工艺偏差的敏感度。而且由于输入管M1和M2工作在弱反型区，整个反向器的输出电流量级仅为几十个^甚至更低，大大降低了系统功耗。需要说明的是，采样相位对反向器的跨导和摆率要求较低，这是C类反向器高增益低功耗状态应用的一个必要条件。p2相位是积分器的积分相位，开关S2、S3闭合，开关S1、S4、S5断开。积分相位包括建立(slewing)相位和保持(settling)相位。在p2相位的初始时刻，积分器进入建立相位，采样电容^的下极板电位突变为共模电平，由于电容两端的电位差是不会突变的，因此采样电容^的上极板(即结点Y)和反向器输入结点X的电位均发生突变，其中X电位被拉至—/Ar+f^^。根据输入信号的极性，反向器中的一个输入管由先前的弱反型区进入强反型区，产生相当大的瞬态电流，而另外一个会立即关断，新型C类反向器进入高摆率大电流状态，这恰恰满足了积分器在建立相位对反向器电流输出能力较高的要求。与传统积分器一样，反向器较大的输出电流导致采样电容^的电荷迅速向积分电容'^传输。由于积分电容'^的负反馈作用，反向器的输入端结点X的电位被逐渐恢复至^^(C类反向器输入端X电位变化曲线图如附图5所示)，而补偿电容^c在pi采样相位后始终维持^^的电位差，因此补偿电容的下极板(结点Y)被补偿为"虚地"，利用这种自动清零(Autozeroing)技术提高了积分器的建立精度。最终新型C类反向器重新进入高增益低功耗的稳定状态，积分器实现稳定建立，此时积分器进入p2相位中的保持相位。在p2相位，新型C类反向器中体电位调制器31和32的引入使得反向器在建立过程中的摆率和动态功耗在不同的工艺角下较为一致，从而降低了开关电容积分器建立时间、积分精度和动态功耗等指标对于工艺偏差的敏感度，提高了电路的稳定性和鲁棒性。与此同时，由于新型C类反向器在建立相位反向器有一个输入管处于截止区，而在保持相位两输入管均工作在弱反型区，整个积分器以最低静态功耗的代价获得了较大摆率的能力。需要说明的是，体电位调制器31和32结构相当简单，而且其中的感应M0S管M5和M6均工作在弱反型区，功耗非常低，典型值为现有技术C类反向器功耗的1/10左右。因此，体电位调制器的引入并不会明显增加电路功耗，完全适用于低压低功耗的工作环境。新型C类反向器和现有技术的简单型、共源共栅型C类反向器的增益、带宽、相位裕度以及静态功耗等指标在高增益低功耗状态(输入管均处于弱反型区)不同工艺角下的数据对比情况见表l，其中电源电压为1.2V，M1和M3宽长比为180，/0.35，，M2和M4的宽长比为60，/0.35，，M5和M6宽长比分别取M1和M2的1/8，反向器的负载电容均取5pF。在表1中，新型C类反向器中现有技术的C类反向器30采用共源共栅结构。通过表1可知，在高增益低功耗状态下，本发明中采用的新型C类反向器的增益、带宽和静态功耗在不同工艺角下较为一致一既可以保证C类反向器在ss工艺角下有足够的增益和带宽，又能使其在ff工艺角下输出电流和静态功耗不至于过大，而简单型和共源共栅型C类反向器存在较大偏差，尤其是带宽和静态功耗两个指标的偏差很大。表l:<table>tableseeoriginaldocumentpage12</column></row><table>事实上，c类反向器在高摆率大电流状态时的动态特性(摆率、建立时间、动态功耗等)与反向器输入管的跨导和输出电流也有直接的关系。因此，引入体电位调制器31和32同样可以改善C类反向器的动态特性对于工艺偏差的敏感度。由于C类反向器的摆率和建立时间等动态指标与反向器在高摆率大电流状态时的输入偏置条件密切相关，而反向器输入偏置电压需要外部提供。因此，讨论C类反向器的动态特性必须结合具体的应用环境，我们将在实施例二中结合伪差分结构开关电容积分器来分析，具体数据见表2。实施例二、本发明提出的采用新型C类反向器的伪差分结构开关电容积分器的电路结构见附图6，它包含了两个所述的新型C类反向器60和现有技术的共模反馈电路61。新型C类反向器60为单端输入单端输出的，所以需要采用两个差分对称的新型C类反向器60来构成伪差分结构，伪差分结构同样可以改善共模噪声和减小非线性，并同时增加信号的最大摆幅。现有技术的共模反馈电路61分别在积分器正向和负向支路形成共模反馈。在p1相位，S7、S8闭合，S6、S9断开，共模反馈电容^^被放电至共模电平；在p2相位，S6、S9闭合，S7、S8断开，共模反馈电容^^分别连接补偿电容^c的下极板和反向器输出端形成共模反馈。此时共模反馈电容^^的作用像是一个输出共模电压"探测器"一旦探测的输出共模电平与输入共模电平有偏差，"探测器""气就将这个偏差反馈到积分器从而形成共模反馈环路，该环路的增益为e^^&。共模反馈电容^^的取值不宜太小，(；太小使得反馈环路增益太小，进而导致共模工作点建立不准确甚至不建立；共模反馈电容^^的取值也不宜太大，(;太大会导致共模工作点建立时间过长，通常取几百fF量级较好。与Yo皿gcheolChae等人实现的伪差分结构开关电容积分器不同的是，本发明的伪差分结构开关电容积分器在包含新型C类反向器60的同时，采用了更优化的拓扑结构，它在反馈回路上用包含积分电容^和相关开关S5的采样保持支路代替原有的重置开关。在pl相位，积分电容^上一相位积累电荷得以保留，积分器输出端电位保持不变，并不重置清零；在p2相位，积分电容^继续接收来自采样电容^的电荷，积分器输出端从pl相位时的电位开始新一次的建立过程，而不需要从信号地重新建立。如果输入信号的过采样率较高，积分器输出端电位在两个相邻的时钟相位变化不会太大，因此本发明的伪差分结构开关电容积分器放宽了对C类反向器(包括新型C类反向器和现有技术的C类反向器)的摆率和建立时间的要求，这一点在时钟频率相对较高时显得尤为重要。由于C类反向器的摆率和建立时间在一定范围内与反向器输入管的尺寸成正比，所以采用本发明的拓扑结构能够适当减小反向器输入管的尺寸，进而减小反向器的寄生电容，降低功耗。该拓扑结构虽然在差分结构的开关电容积分器(采用传统的运算放大器)已有运用，但与C类反向器技术结合使用构成伪差分结构开关电容积分器尚属首次。表2是新型C类反向器、现有技术中的简单型、共源共栅型C类反向器在高摆率大电流状态下的动态指标以及采用这三种C类反向器的伪差分结构开关电容积分器指标对比情况，其中电源电压为1.2V，C类反向器中M1和M3宽长比为180，/0.35，，M2和M4的宽长比为60，/0.35，，M5和M6宽长比分别取M1和M2的1/8，积分器工作频率为5腿z，输入差分信号幅值为0.4V，电容负载为lpF，C,Cc=4.8pF'C,24pF，C^=800fF。在表2中，新型C类反向器中现有技术的C类反向器30采用共源共栅结构。需要注意的是，C类反向器的摆率和建立时间与积分器中积分电容和负载电容大小有直接的关系。表2:<table>tableseeoriginaldocumentpage14</column></row><table>由表2可知，在高摆率大电流状态下，采用新型C类反向器使得摆率和最大动态电流等指标在不同工艺角下较为一致一既保证了反向器在ff工艺角下动态功耗不至于过高，又避免了其在ss工艺角下摆率过小，从而大大降低了开关电容积分器建立时间、积分精度和功耗等指标对于工艺偏差的敏感度，且积分精度达到99.6%以上。相比之下，采用简单型和共源共栅型C类反向器的开关电容积分器在各指标上均有很大偏差，在ss工艺角下甚至不能完全建立，导致积分器功能丧失。权利要求1.一种开关电容积分器，它包括采样电容CS，补偿电容CC，积分电容CI，自举NMOS开关S1、NMOS开关S2、S4以及CMOS开关S3、S5；其中S1位于信号输入端和采样电容CS之间；S2、S4分别位于采样电容CS上下极板与共模电平之间；S3、S5分别位于补偿电容CC上下极板与积分电容CI上极板之间；其特征在于它还包括新型C类反向器(60)，在现有技术C类反向器的基础上新增了PMOS体电位调制器(31)和NMOS体电位调制器(32)，供电电压VDD略低于反向器中两输入管的阈值电压之和；本开关电容积分器采用p1和p2两相不交叠时钟进行控制。2.一种伪差分结构开关电容积分器，它包括两个共模反馈电路(61)，分别在积分器正向和负向支路形成共模反馈；采样电容^、补偿电容^和积分电容^以及丽OS开关、CMOS开关和自举丽OS开关；其特征在于它还包括两个新型C类反向器(60)，分别位于积分器正向和负向支路，两个反向器差分对称，构成伪差分结构。3.根据权利要求2所述的伪差分结构开关电容积分器，其特征在于它在新型C类反向器(60)的输入和输出端之间的反馈回路上采用包含积分电容^和相关开关S5的采样保持支路。4.根据权利要求2所述的伪差分结构开关电容积分器，其特征在于共模反馈电路(61)包括两个共模反馈电容^^，在pl相位位于补偿电容^c下极板与共模电平之间，而在p2相位分别位于补偿电容^c下极板与积分器正负输出端之间；自举NM0S开关S6、S9，分别位于共模反馈电容^^下极板与积分器正负输出端之间NM0S开关S7、S8，分别位于共模反馈电容^^下极板与共模电平之间。全文摘要本发明公开了一种采用新型C类反向器的开关电容积分器及其一种伪差分结构的开关电容积分器实现形式。伪差分结构开关电容积分器包括两个新型C类反向器(60)以及现有技术的电容(采样电容C_S、补偿电容C_C和积分电容C_I等)、开关(NMOS开关S2、S4、S7和S8，CMOS开关S3、S5以及自举NMOS开关S1、S6和S9等)、共模反馈电路(61)。其中两个新型C类反向器分别位于积分器正向和负向支路且差分对称，构成伪差分结构。本发明通过新型C类反向器中体电位调制器的体电位调制作用，克服了工艺偏差对于开关电容积分器工作频率、建立时间、积分精度和功耗等指标的影响，在不明显增加功耗的情况极大地提高积分器的稳定性和鲁棒性。文档编号H03K19/00GK101621292SQ20091030148公开日2010年1月6日申请日期2009年4月10日优先权日2009年4月10日发明者昊张,豪罗,蔡坤明,雁韩,韩晓霞,黄小伟申请人:浙江大学