专利名称：具有多相振荡器的锁相回路的制作方法
技术领域：
本发明涉及锁相回路，特别是采用了多相振荡器的锁相回路。
背景技术：
现有技术中，锁相回路中的相位确定往往比较困难，既占用资源又不够准确。专利文献1中公开了一种这样的系统，其通过从2. 4GHz的压控振荡器经由逆变器链传送时钟信号，来确定数字分数相位(fractional phase) 0每一个逆变器所生成的时钟脉冲稍微滞后于其前面的相邻逆变器的时钟脉冲。由此而产生交错的这些时钟脉冲由基准时钟进行采样。然而，逆变器间的延迟对进程和温度变化较为敏感，基于现有技术的现状，时间分辨率局限于20ps。由于相位分辨率取决于时间分辨率，所以相位分辨率也受到限制。因而，提供具有精确度更高的相位分辨率的锁相回路是一个尚待解决的问题。专利文献1美国专利第6326851号
发明内容
本发明的锁相回路包括例如环形(rotary)行波振荡器(以下，也称RTW0)这样的多相振荡器，该环形行波振荡器具有多个数字输入，不是用一个DQ触发器，而是用多个DQ 触发器来对这些数字输入进行时间控制。该多个DQ触发器在时间上相互补偿，并驱动振荡器生成多个多相信号。该多个DQ触发器在行波的零交叉点激活振荡器中的多个数字输入， 从而可消除来自振荡器的相位信号中的扰动。与振荡器相连接的DQ触发器确定行波的传播方向(即，是顺时针方向还是逆时针方向)。来自振荡器的多相信号与行波的方向之间建立了对应的查询表被用于确定振荡器当前的分数相位(fractional phase)。为了提高相位分辨率，振荡器可以有较高的环振荡频率。在锁相回路的反馈路径中，得到提高的相位分辨率被转换成数字形式，从而使相位分辨率比以前的精度更高，同时还能降低相位的量化噪声。在前馈路径中，分频器将振荡器的输出信号分离成具有所期频率的信号，以提高被传送的信号的相位分辨率。基于以下的说明内容，并结合附图，便能进一步明确本发明的实质、以及目的和特点。另外，在所有附图中，对相同的构成要素都使用相同的参照标记。
图1是基于本发明的锁相回路的方框图；图2表示图1的实施方式中的时钟信号(clocking signal)的脉冲序列；图3是环形行波振荡器的电路原理图；图4是图3的环形行波振荡器的可变电容器电路的原理图；图5是表示环形行波振荡器的相位信号的曲线图；图6是表示来自环形行波振荡器的多相信号的多个脉冲序列；图7是表示基于本发明的环形行波振荡器中的不同点上的行波的一组波形；
图8是以往的单DQ触发环形行波振荡器；
图9是表示现有技术的环形行波振荡器中的不同点上的行波的
图10是DQ触发器的电路标记；
图11是图10的DQ触发器的脉冲序列；
图12是图10的DQ触发器的脉冲序列；
图13是图1的实施方式中采用的查询表；
图14是图1的实施方式中采用的查询表；
图15是图1的实施方式中的多个脉冲序列；
图16是锁相回路的方框图；以及
图17是本发明的锁相回路工作期间的频率图。
附图标记说明
11,165相位检测器
13,167滤波器
15,143Δ Σ调制器
17串并变换器
19、21、23、25、131、145DQ触发器
27,169多相振荡器
29方向确定单元和分数相位查询表
31,33,35D触发器
37快速计数单元
39累加器
74,76分频器
79时基重整单元
80复用器(multiplexer)
115、117、119、121可变电容器电路
124,125逆变器
127可变电容器
147环形行波振荡器(RTWO)
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-组波形
具体实施例方式图1表示基于本发明的锁相回路。相位检测器11接收基准相位信号41、总相位信号43以及时钟信号45。基准相位信号41表示要锁定于其的载波频率。相位检测器11在收到时钟信号45时，将基准相位信号41与总相位信号43相比较，并生成与基准相位信号 41和总相位信号43之间的相位差成比例的控制信号47。较为理想的是该相位差为零。滤波器13从相位检测器11接收控制信号47，并对该控制信号47进行平均，以生成滤波后的控制信号49。△ Σ调制器15接收滤波后的控制信号49，并对该滤波后的控制信号49进行噪音修整。S卩，△ Σ调制器15对滤波后的控制信号49进行超采样，以将滤波后的控制信号49中的任何噪音推到频率较高的区域，从而生成将噪音修整或过滤后的信号51。在此虽然采用了 Δ Σ调制器15，但也可以采用其他种类的噪音抑制滤波器。
7
串并变换器17将信号51分离成4个分离的信号53、55、57及59，并使时钟速度变慢。例如，假如串并变换器17所接收到的信号51的时钟频率是400MHz，则这4个信号53、 55、57及59中的每一个将具有等于400MHz/4即IOOMHz的时钟频率。这4个信号53、55、57、59分别被传送到DQ触发器19、21、23、25。在此虽然示出了串并变换器17将高频信号51分离为4个低频信号53、55、57及59，但串并变换器17也可以将高频信号51分离成所需的任意个低频信号。DQ触发器19、21、23、25分别接收信号53、55、57、59，同时还分别接收时钟信号61、 63、65、67，然后分别生成控制信号69、71、73、75。基于时钟信号61、63、65、67，控制信号69、 71、73、75相互间产生相移。图2表示时钟信号61、63、65及67。频率时钟(fclockl)对应于时钟信号61 ；频率时钟(fclock2)对应于时钟信号63 ；频率时钟(fclock3)对应于时钟信号65 ；频率时钟 (fclock4)对应于时钟信号67。各个时钟信号61、63、65及67可由多相振荡器27中的数字输入生成，该振荡器可以是所示的环形行波振荡器，或是与其等效的装置。各个时钟信号 61、63、65及67以互不相同的固定值相移。分别由DQ触发器19、21、23、25生成的控制信号69、71、73、75作为不同的数字输入而被传送到多相振荡器27，具体而言，是被传送到多相振荡器27中采用的电容器控制电路(图3、4)。图3中，多相振荡器27有一个行波123，该行波123在经由8个数字输入99、101、 103、105、107、109、111及113的回路中反复环绕。在此虽然示出行波123沿着顺时针方向环绕，但行波123也可以沿着逆时针方向环绕。4个时钟信号61、63、65及67是来自8个数字输入99、101、103、105、107、109、111及113中的4个的信号。例如，时钟信号61可来自数字输入99 ；时钟信号63可来自数字输入103 ；时钟信号65可来自数字输入107 ；时钟信号67可来自数字输入111。当行波123在上述回路中环绕时，多相振荡器27的上述回路中的每个数字输入生成一个相位信号。行波在上述回路中环绕一整圈表示产生180°的相位变化，两整圈表示产生360°的相位变化。例如，当行波上的某个点第一次经过某个数字输入时，该数字输入输出"1"，则当行波上的相同点第二次经过该数字输入时，该数字输入输出"0"。图 5表示本发明的多相振荡器27的振荡141。图6表示分别来自数字输入P(1)99、P(2)101、 P(3) 103,P(4) 105、P(5) 107,P(6) 109、P(7) 111 及 P(8) 113 的各个脉冲输出。来自各个数字输入的相位信号相互间产生相移。可变电容器电路115、117、119及121与多相振荡器27(图3)相连接。这些可变电容器电路115、117、119、121分别从低频DQ触发器19、21、23、邪接收控制信号69、71、73、 75。如图4所示，各个可变电容器电路115、117、119及121包括第一逆变器124、第二逆变器125以及可变电容器127，该可变电容器127由多个相互并联的小变容二级管构成。在各可变电容器电路115、117、119及121中，所述控制信号69、71、73及75触发变容二级管。 控制信号69、71、73及75使变容二级管进行on (开)/off (关)切换，并控制多相振荡器27 的振荡频率。如图7所示，通过利用控制信号69、71、73、75(图1)，可以将切换可变电容器电路 115、117、119、121(图3)的定时选在行波的零交叉142、144、146、148 (如图7中的P(l)、 P(3)、P 及P(7)的各波形所示)。通过用这种方式来校准电容器切换的定时，便可消除现有技术的装置中的电容器切换时产生的扰动。图8表示现有技术中的单DQ触发器数控振荡器。其包括Δ Σ调制器143、单DQ触发器145及RTWO 147。Δ Σ调制器143接收并修整信号149，以生成信号151，该信号151 被传送到单DQ触发器145。单DQ触发器145也接收时钟信号153，该时钟信号153和信号 151—起被用于生成控制信号155。RTffO 147利用控制信号155来生成多相信号157。假定RTWO 147使用与图3的多相振荡器27相同的数字输入结构，则如图9中的 Ρ(3)、Ρ(7)的信号波形所示那样，数字输入103、111会因电容器切换而出现严重的扰动。其原因是，单DQ触发器在相同时间切换所有的数字输入，没有机会进行与RTWO 147中的行波的零交叉对准这样的调节。所以如图9所示那样，造成的扰动大幅增加了相位噪音。再次参照图1，多相振荡器27在前馈路径中将输出信号72传送给复用器80、分频器74及分频器76。输出信号72具有多相振荡器27的工作频率。若多相振荡器27的工作频率为4GHz，则输出信号72具有4GHz的频率。分频器74、76分别对输出信号72的频率进行分离，从而分别生成低频信号86、88，该信号86、88被传送到复用器80。分频器74可将输出信号72的频率除以2，同时，分频器76可将输出信号72的频率除以4。这样，信号86 便具有2GHz的频率，而信号88具有IGHz的频率。分频器74和76可以用任何数来除多相振荡器频率，以生成所需的低频率。复用器80选择输出信号72、分频后的信号86或分频后的信号88来传送给发送装置(未示出)。复用器80根据发送装置所使用的信号的频率来选择上述信号中的一个信号。例如，若发送装置在使用900MHz的频率的GSM模式下工作，则复用器80选择所述分频后的信号88。而若发送装置在使用1900MHz频率的PCS模式下工作，则复用器80选择分频后的信号86。输出信号72的频分(frequency division)越高，所得到的低频信号的相位分辨率就越高。例如，假定输出信号72的频率为4GHz，并且多相振荡器27具有8个数字输入， 在该输出信号72中，对于每180度产生8个相位，对于每360度生成16个相位。则相位分辨率为360° /(8X2) =22.5度。如果将输出信号72除以2来生成频率为2GHz的分频后的信号86，便会对每180度产生16个相位，对每360度生成32个相位。分频后的信号86 的相位分辨率将为360° /(8X2X2) = 11.25度。如果将输出信号72除以4来生成频率为IGHz的分频后的信号86，便会对每180度产生32个相位，对每360度生成64个相位。 分频后的信号88的相位分辨率将是360° /(8乂2乂2乂幻=5.625度。这样，相位分辨率的提高不仅可以通过增加多相振荡器27的数字输入的数目，而且还可通过输出信号72的频率分割。根据图1以及相位数字转换器(反馈路径)7，方向确定单元和分数相位查询表四从多相振荡器27接收多相信号77，并同时接收时钟基准信号81。在时钟基准信号81所表示的时间，方向确定单元和分数相位查询表四确定多相振荡器27的当前的分数相位。行波的方向由位于方向确定单元和分数相位查询表四中的DQ触发器131(图10) 来确定。DQ触发器131被连接于多相振荡器27中的任意两个数字输入之间，例如，P(I)数字输入99与PQ)数字输入101(未示出)之间。DQ触发器131从P(I)数字输入99接收信号133，从P (2)数字输入101接收信号135，并输出数字信号137。图11表示当多相振荡器27的行波123沿顺时针方向循环时，来自P(I)数字输入
999、P⑵数字输入101以及P(3)数字输入103的脉冲信号。如图所示，当P(3)低时，P(I) 和P (2)都高。图12表示当多相振荡器27的行波123沿逆时针方向循环时，来自P(I)数字输入 99、P(2)数字输入101及P(3)数字输入103的脉冲信号。在此情况下，当P(3)高时，P(I) 低P(2)高。无论是在图11中还是在图12中，来自P(I)数字输入99的信号133、及来自 P (2)数字输入101的信号135都可被取于时间139。信号133以及信号135的数字值确定 DQ触发器131的数字输出137。该数字输出137确定行波是沿顺时针方向传播还是沿逆时针方向传播。在时间139，如果行波沿顺时针方向从P(I)数字输入99传播到PQ)数字输入 101，则数字输出137为高或"1."；在时间139，如果行波沿逆时针方向从数字输入101传播到数字输入99，则数字输出137为低或"0."。方向确定单元和分数相位查询表四(图1)也包括用于确定在任何指定时间的行波相位的分数相位查询表。只要行波的方向被确定，便可用顺时针方向或逆时针方向的查询表来确定行波的相位。例如，如果行波沿顺时针方向传播，则使用例如图13所示的顺时针方向的分数相位查询表。如果行波沿逆时针方向传播，则使用例如图14所示的逆时针方向的分数相位查询表。在图13和图14中，任意指定时间的上述8个数字输入P (1) 99,P (2) IOUP (3) 103、 P (4) 105、P (5) 107、P (6) 109、P (7) 111及P (8) 113确定当前的行波的分数相位。例如，如果行波是顺时针方向的，且数字输入为P(I) =1、P(2) =1、P(3) =1、P(4) =0、P(5) = 0、 P(6) = 0、P(7) = 0及P(8) = 0，则根据图13的顺时针方向的表，行波当前的分数相位在 45度和67.5度之间。如果行波是逆时针方向的，且数字输入为P(I) =1、P(2) =1、P(3) =1、P(4) =0、P(5) =0、P(6) =0、P(7) =0 及 P(8) =0，则根据图 14 的逆时针方向的表，行波当前的分数相位在315度和337. 5度之间。在图13及图14的分数相位查询表中，假定行波起始于数字输入99。但是，行波可以起始于任何数字输入，并可据此而调整分数相位查询表。所示的分数相位查询表中包含 8个数字输入的信息。但是，可以使用更多的数字输入。如果多相振荡器27中的数字输入的数目增加，则每个相位范围相应地减小。相位范围的大小对应于180度除以数字输入数目后的结果。在图9及图10中，相位范围的大小为22. 5度。然而，如果存在16个数字输入，则相位范围的大小将为180度除以16，即11. 25度。增加数字输入可以使多相振荡器 27的相位分辨率得到提高。可以将10，000个或更多的数字输入用于多相振荡器27。本发明中相位分辨率不是载波频率依存型的，因而不需要校验电路。而且，相位分辨率不受逆变器延迟的限制。行波当前的分数相位的值由方向确定单元和分数相位查询表四来确定，并且，被确定的值作为分数相位信号83而被提供给时基重整单元79(图1)。如图1所示的由多相振荡器27、方向确定单元和分数相位查询表四实现的相位数字转换器7提供了一种能降低工作频率、尺寸及电流消耗的系统。而且，该相位数字转换器 7的设计难度也得到降低。N分频电路9 (图1)包含3个D触发器31、33及35。D触发器31接收来自多相振荡器27的多个多相信号中的一个多相信号78和来自D触发器33的反馈信号85。D触发器31将信号87传送给D触发器33。触发器33接收信号87及来自多相振荡器27的多个多相信号中的一个多相信号78。D触发器33将数字相位指示信号89 (图15的Dl)传送给 D触发器35、累加器39及快速计数单元37。D触发器35接收数字相位指示信号89、及来自多相振荡器27的多个多相信号中的一个多相信号78 (图15的Pl)，并将数字相位指示信号91 (图15的拟)传送给快速计数单元37。N分频电路9也可以是4分频电路。相应地， 数字相位指示信号89 (Dl)在两个周期(periods)为HIGH(高)，在两个周期为L0W(低)。 数字相位指示信号91 (D2)在两个周期为HIGH，在两个周期为LOW，但是比数字相位指示信号89 (Dl)延迟一个周期。因而，数字相位指示信号89 (Dl)和数字相位指示信号91 (D2)能构成N个独特的组合，在此是HIGH与LOW信号的4个独特的组合。例如，数字相位指示信号89 (Dl)及数字相位指示信号91 (D2)可有以下组合HIGH_L0W、HIGH-HIGH、LOW-HIGH及 LOW-LOW。N分频电路9通过使累加器39在每个第N周期递增而不是在每个周期递增，来降低累加器39的操作速度。快速计数单元37从D触发器35接收数字相位指示信号91 (D2)；从D触发器33接收数字相位指示信号89 (Dl)；同时从多相振荡器27接收多个多相信号中的一个多相信号 78 (Pl)，然后生成快速计数信号95 (图15中的FI)。如果N分频电路9是4分频电路，则快速计数信号95的值将为0、1、2、3及其重复循环(8卩，0、1、2、3、0、1、2、3、……)。快速计数信号95(FI)的每个值代表多相振荡器27中的行波旋转了 360度的次数。每当来自多相振荡器27的多个多相信号中的一个多相信号78(P1)从"0"切换为"1"、或从"1"切换为"0"，行波便完成180度。当多个多相信号中的一个多相信号78(P1)从"0"切换为〃 1"再切换回〃 0〃、或从〃 1"切换为〃 0〃再切换回〃 1"，则行波完成360度。当多相振荡器27的行波完成了 360度，快速计数信号95 (FI)便递增。当多相振荡器27的行波旋转了 450度时，快速计数信号95(FI)将为1，这是因为 450/360的商为1。当多相振荡器27的行波旋转了 900度时，快速计数信号95 (FI)为2，这是因为900/360的商为2。当多相振荡器27的行波旋转了 1620度时，快速计数信号95 (FI) 为0，这是因为1620/360的商为4。累加器39接收并累加来自N分频电路9中的D触发器33的数字相位指示信号 89 (Dl)，以生成累加信号93 (图15中的Al)。每当数字相位指示信号89 (Dl)上升，累加信号 93 (图15中的Al)便增加一次。因而，每当多相振荡器27的行波完成N次360度旋转，累加信号93便增加。当多相振荡器27的行波旋转了 450度时，例如，快速计数信号95 (FI)为 1，累加信号93 (Al)为0。当多相振荡器27的行波传播了 900度时，快速计数信号95 (FI)为 2，累加信号93(AI)为0。当多相振荡器27的行波旋转了 1620度时，快速计数信号95 (FI) 为0，累加信号93(AI)为1。累加信号93(AI)被传送给时基重整单元79。时基重整单元79接收分数相位信号83、多个多相信号中的一个多相信号78、快速计数信号95及累加信号93，并生成总相位信号43。总相位信号43是根据下式而算出的[ (Al X N) +FI] X 360+Frac在此，AI是累加信号93、N是N分频电路9的分频因子(dividing factor), FI是快速计数信号95、Frac是分数相位信号83。总相位信号43及时钟信号45被传送给相位检测器11。图15表示图1中的相位数字转换器7的脉冲信号。ClkRef信号对应于时钟基准信号81。P(I)对应于提供给N分频电路9的那一个多相信号78。D(I)对应于来自D触发器33的数字相位指示信号89。DQ)对应于来自D触发器35的数字相位指示信号91。FI 对应于来自快速计数单元37的快速计数信号95。AI对应于累加信号93。P(I)的信号对应于多相振荡器27(图1)中的数字输入99的输出。P(I)的周期对应于多相振荡器27的行波旋转360度所用的时间周期。也就是，在多相振荡器27的行波的每个180度，P(I)信号在〃 1"和〃 0〃之间切换。在多相振荡器27的行波的每个360度，信号在〃 0〃和〃 1" 之间切换。时间线163表示P(I)的信号开始的时间。时间基准ClkRef在时间线161上升。 时钟基准ClkRef在时间线161上升的时刻、与多相振荡器27的P(I)数字输入在时间线 163上的起始时刻之间存在一个时间差159。该时间差159对应于方向确定单元和分数相位查询表四传送给时基重整单元79的分数相位信号83。FI的值由D(I)和D (2)触发器33和35确定。表示行波的每个360°旋转的FI 的值被存储于快速计数单元37中的查询表。图16表示采用了可应用本发明的多相振荡器的锁相回路的简化方框图。该锁相回路具备相位检测器165、滤波器167及多相振荡器169。相位检测器165接收基准相位信号171、M-比特整数相位信号179及N-比特分数相位信号177，以生成控制信号173。该控制信号173被传送到滤波器167。滤波器167算出控制信号173的平均值，以生成滤波后的信号175。该信号175被传送到多相振荡器169。然后，多相振荡器169便生成N-比特分数相位信号177及M-比特整数相位信号179。所生成的这两个信号被传送到相位检测器165。N-比特分数相位信号177反映上述说明过的分数相位信号83。M-比特整数相位信号179例如可用数式(AIX4+FI)来计算。M-比特整数相位信号179被乘以360，此结果被加到N-比特分数相位信号中，从而生成总相位信号。该总相位信号与基准相位信号171 相比较而生成所述控制信号173。图17表示基于本发明的锁相回路在工作于820MHz的载波频率时的频率响应，在此，用等于30MHz/V的Kv设定压控振荡器(〃 VC0")感度，时钟基准信号被设定为50MHz。 如该曲线所示那样，相位校正在微秒内进行，其后电路保持锁相。工业实用性本发明的锁相回路有效于使用例如具有多个数字输入的环形行波振荡器(RTWO) 这样的多相振荡器的锁相回路。
1权利要求
1.一种锁相回路，包括相位检测器，生成表示基准相位信号与反馈相位信号之间的差的控制信号；振荡器，响应于所述控制信号而生成多个多相信号；以及分数相位查询表，响应于所述多个多相信号而生成分数相位信号。
2.如权利要求1所述的锁相回路，其中，所述振荡器是环形行波振荡器。
3.如权利要求2所述的锁相回路，其中，所述分数相位查询表包括用于所述环形行波振荡器中的顺时针方向的旋转波的第一查询表、和用于所述环形行波振荡器中的逆时针方向的旋转波的第二查询表。
4.如权利要求3所述的锁相回路，还包括行波方向确定单元，该行波方向确定单元与所述环形行波振荡器相接，用于确定所述环形行波振荡器中的行波是沿顺时针方向传播还是沿逆时针方向传播。
5.如权利要求4所述的锁相回路，其中，所述行波方向确定单元包括DQ触发器，该DQ 触发器从所述环形行波振荡器接收所述多个多相信号中的两个多相信号。
6.如权利要求2所述的锁相回路，还包括多个DQ触发器，响应于来自所述相位检测器的所述控制信号，每个DQ触发器在所述控制信号的频率的几分之一的频率下生成降低的时钟控制信号。
7.如权利要求6所述的锁相回路，其中，所述环形行波振荡器响应于所述降低的时钟控制信号。
8.如权利要求2所述的锁相回路，还包括N分频电路，该N分频电路接收所述多个多相信号中的一个多相信号，并生成第一数字相位指示信号和第二数字相位指示信号。
9.如权利要求8所述的锁相回路，还包括快速计数单元，该快速计数单元接收所述第一数字相位指示信号和所述第二数字相位指示信号，并生成快速计数信号。
10.如权利要求9所述的锁相回路，还包括累加器，该累加器接收所述第二数字相位指示信号，并生成累加信号。
11.如权利要求10所述的锁相回路，还包括时基重整单元，该时基重整单元接收所述分数相位信号、所述快速计数信号以及所述累加信号，并生成所述反馈相位信号。
12.如权利要求2所述的锁相回路，还包括分频器，接收环形行波振荡器的输出信号，并对该输出信号进行分频，以生成分频后的信号；以及复用器，接收所述环形行波振荡器的输出信号和所述分频后的信号，并选择所述输出信号或所述分频后的信号。
13.一种锁定于基准相位的方法，包括以下步骤生成表示基准相位信号与反馈相位信号之间的差的控制信号；响应所述控制信号而生成多个多相信号；以及利用响应于所述多个多相信号的分数相位查询表来生成分数相位信号。
14.如权利要求13所述的方法，还包括确定振荡器中的波是沿顺时针方向传播还是沿逆时针方向传播的步骤。
15.如权利要求14所述的方法，其中，所述分数相位查询表包括用于所述振荡器中的顺时针方向的旋转波的第一查询表、和用于所述振荡器中的逆时针方向的旋转波的第二查询表。
16.一种锁相回路，包括相位检测器，生成表示基准相位信号与反馈相位信号之间的差的控制信号； 多个DQ触发器，响应于所述控制信号，每个DQ触发器在所述控制信号的频率的几分之一的频率下生成时钟信号；以及多相振荡器，响应于所述时钟信号而生成用于提供分数相位信号的多个多相信号。
17.如权利要求16所述的锁相回路，其中，所述多相振荡器是环形行波振荡器。
18.如权利要求17所述的锁相回路，其中，所述环形行波振荡器包括多个电容器，该多个电容器中的每一个电容器在所述环形行波振荡器中的行波的零交叉被所述多个DQ触发器中的一个DQ触发器激活。
19.如权利要求18所述的锁相回路，还包括串联转并联单元，该串联转并联单元从所述相位检测器接收所述控制信号，并生成多个频率被降低的信号，该多个频率被降低的信号中的每一个频率被降低的信号被传送给所述多个DQ触发器中的一个DQ触发器。
20.如权利要求17所述的锁相回路，还包括分数相位查询表，该分数相位查询表包括 用于环形行波振荡器中的顺时针方向的旋转波的第一查询表、和用于环形行波振荡器中的逆时针方向的旋转波的第二查询表，所述分数相位查询表响应于所述多个多相信号而生成所述分数相位信号。
21.如权利要求18所述的锁相回路，还包括行波方向确定单元，该波方向确定单元与所述环形行波振荡器相连接，用于确定所述环形行波振荡器中的所述行波是沿顺时针方向旋转还是沿逆时针方向旋转。
22.如权利要求17所述的锁相回路，还包括N分频电路，该N分频电路从所述环形行波振荡器接收所述多个多相信号中的一个多相信号，并生成第一数字相位指示信号和第二数字相位指示信号。
23.如权利要求22所述的锁相回路，还包括快速计数单元，接收所述第一数字相位指示信号和所述第二数字相位指示信号，并生成快速计数信号；累加器，接收所述第二数字相位指示信号，并生成累加信号；以及时基重整单元，接收所述分数相位信号、所述快速计数信号以及所述累加信号，以生成所述反馈相位信号。
24.如权利要求17所述的锁相回路，还包括分频器，接收环形行波振荡器的输出信号，并对该输出信号进行分频，以生成分频后的信号；以及复用器，接收所述环形行波振荡器的输出信号和所述分频后的信号，并选择所述输出信号或所述分频后的信号。
25.一种用于锁定于基准相位的方法，包括以下步骤 生成表示基准相位信号与反馈相位信号之间的差的控制信号； 基于所述控制信号而并行地生成多个频率被降低的控制信号；响应所述多个频率被降低的控制信号，而在振荡器中生成多个多相信号；以及利用响应于所述多个多相信号的分数相位查询表来生成分数相位信号。
26.如权利要求25所述的方法，还包括在振荡器中的行波的零交叉用所述多个频率被降低的控制信号激活多个电容器的步骤。
27.一种锁相回路，包括相位检测器，生成表示基准相位信号与分数相位信号之间的差的控制信号；以及多相振荡器，响应于所述控制信号而生成多个多相信号，该多个多相信号用于生成分数相位信号。
28.如权利要求27所述的锁相回路，其中，所述多相振荡器是环形行波振荡器。
29.如权利要求观所述的锁相回路，还包括N分频电路，该N分频电路从所述振荡器接收所述多个多相信号中的一个多相信号，并生成第一数字相位指示信号和第二数字相位指示信号。
30.如权利要求四所述的锁相回路，还包括快速计数单元，该快速计数单元接收所述第一数字相位指示信号和所述第二数字相位指示信号，并生成快速计数信号。
31.如权利要求30所述的锁相回路，还包括累加器，该累加器接收所述第二数字相位指示信号，并生成累加信号。
32.如权利要求31所述的锁相回路，还包括时基重整单元，该基重整单元接收所述分数相位信号、所述快速计数信号以及所述累加信号，以生成反馈相位信号。
33.如权利要求32所述的锁相回路，其中，所述环形行波振荡器包括多个电容器，所述多个电容器中的每一个电容器在所述环形行波振荡器中的行波的零交叉被激活。
34.如权利要求33所述的锁相回路，还包括多个DQ触发器，所述多个DQ触发器中的每一个DQ触发器激活所述多个电容器中的一个电容器。
35.如权利要求34所述的锁相回路，还包括串联转并联单元，该串联转并联单元从所述相位检测器接收所述控制信号，且并行地生成多个频率被降低的控制信号，以激活所述多个DQ触发器。
36.如权利要求28所述的锁相回路，还包括分频器，接收环形行波振荡器的输出信号，并对该输出信号进行分频，以生成分频后的信号；以及复用器，接收所述环形行波振荡器的输出信号和所述分频后的信号，并选择所述输出信号或所述分频后的信号。
37.一种相位数字转换器，包括振荡器，生成多个多相信号；以及分数相位查询表，响应于所述多个多相信号而生成分数相位信号。
38.如权利要求37所述的相位数字转换器，其中，所述振荡器是环形行波振荡器。
39.如权利要求37所述的相位数字转换器，还包括N分频电路，该N分频电路从所述振荡器接收所述多个多相信号中的一个多相信号，并生成第一数字相位指示信号和第二数字相位指示信号。
40.如权利要求39所述的相位数字转换器，还包括快速计数单元，该快速计数单元接收所述第一数字相位指示信号、所述第二数字相位指示信号和来自所述振荡器的多相信号，每当来自所述振荡器的多相信号产生360°的相位变化便生成快速计数信号。
41.如权利要求40所述的相位数字转换器，还包括累加器，该累加器接收所述第二数字相位指示信号，每当来自所述振荡器的多相信号产生第N次360°的相位变化便生成累加信号。
42.如权利要求38所述的相位数字转换器，其中，所述分数相位查询表包括用于所述环形行波振荡器中的顺时针方向的旋转波的第一查询表，和用于所述环形行波振荡器中的逆时针方向的旋转波的第二查询表。
43.如权利要求38所述的相位数字转换器，还包括行波方向确定单元，该行波方向确定单元与所述环形行波振荡器相连接，用于确定所述环形行波振荡器中的行波是沿顺时针方向传播还是沿逆时针方向传播。
44.如权利要求43所述的相位数字转换器，其中，所述行波方向确定单元包括DQ触发器，该DQ触发器从所述环形行波振荡器接收所述多个多相信号中的两个多相信号。
全文摘要
本发明涉及一种采用多相振荡器的锁相回路，该多相振荡器具有多个数字输入。在时间上相互补偿的多个DQ触发器生成多个控制信号，从而以数字形式取出来自振荡器的控制相位信息。连接在振荡器的任意两个数字输入之间的DQ触发器确定行波的方向。方向及相位信息相关地保存在查询表中，以确定振荡器当前的分数相位。N分频电路用于降低振荡器的频率。通过使用该当前分数相位，来确定用于振荡器的总相位指示信号。该总相位与基准相位比较而生成用来对振荡器进行调节的控制信号。在前馈路径，分频器将来自振荡器的高频信号分离为所期的低频信号，从而提高相位分辨率。
文档编号H03L7/099GK102449912SQ201080021326
公开日2012年5月9日 申请日期2010年5月7日 优先权日2009年5月29日
发明者梁正柏, 滝波浩二 申请人:松下电器产业株式会社