专利名称：一种电调增益均衡器电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及移动通信系统中射频技术设计领域，尤其涉及一种电调增益均衡器电路。
背景技术：
在目前的一些大功率、高增益功放链路，尤其是在前馈或AAP功放上，由于功放链路较长、所用腔壳较大，在批量生产时发现功放的增益波动容易受链路或腔壳变形的影响从而导致带内增益平坦度变化较大，极大的影响了调试效率。如果能够在链路上添加一个增益均衡器的电路，使得该电路在调试时，可以根据原带内增益平坦度的状况，改变增益均衡器的增益曲线，使其在一定频段内产生一个相反的增益曲线，那么就可以达到补偿带内增益平坦度的效果。如图1所示，在以频率为横坐标，增益为竖坐标的坐标轴中一共有三条曲线，其中，正斜率的曲线为功放曲线，功放的增益随着频率的升高而增大；均衡器曲线为需要添加的补偿曲线，它的增益随着频率的升高而减小；如果将这两个器件放在同一个射频链路上的话，它的增益平坦度(即增益VS频率曲线)就会变得平坦，成为“均衡后曲线”的水平直线状态。例如，一个功放在930MHz、60MHz的增益平坦度是ldB，而且是正斜率曲线，那么如果在前面串接一个电调增益均衡器，使得该均衡器在930MHz、60MHz频带内的增益曲线是负斜率趋势，且其带内增益平坦度是-ldB，那么就可以使得整个射频链路的增益大小在工作频带内保持一致，从而也就补偿了增益平坦度。现有技术中，为了补偿增益平坦度，常采用传统的链路匹配调试法。即在射频链路上添加电容或电感，使得在不影响该链路其他射频性能的前提下，改善其增益平坦度。但是采用这种方法，调试难度大，且一致性不好掌握，不能灵活应用。另外，申请号为200920057150. 0的申请文件公开了一种增益均衡器，这种均衡器采用耦合器，并在耦合器电路上加载适当的电阻电容，实现了频率可调，衰减可调，达到了补偿增益平坦度的效果。但是上述方案属于非电调增益均衡器的电路，这种电路的缺点就是每次要改变补偿曲线，就必须更新相应的电阻电容来对该均衡器重新进行调试，因此无论是在时间成本还是在材料成本上都很不划算。而且，不管是使用传统的链路匹配调试法或使用非电调的增益均衡器，要实现增益均衡的话，就必须通过烙铁对电路进行焊接调试，操作起来非常麻烦。
发明内容
为解决上述问题，本发明提供一种电调增益均衡器电路，能够通过“电调，，来改变增益平坦度曲线，更好地补偿增益平坦度。本发明的一种电调增益均衡器电路，包括3dB电桥、第一变容二极管、第二变容二极管、第一电容、第二电容、第一电阻、第二电阻以及电压VCC ；所述3dB电桥的IN 口连接在 RFin上，ISO 口连接在RFout上，所述第一电容和第一电阻串联后与所述第一变容二极管形成第一并联电路，所述第二电容和第二电阻串联后与所述第二变容二极管形成第二并联电路，所述第一并联电路连接在所述3dB电桥的0度输出口，所述第二并联电路连接在所述 3dB电桥的-90度输出口，所述第一并联电路还与电压VCC连接，所述电压VCC还与第二并联电路相连接，所述第一变容二极管、第二变容二极管、第一电阻以及第二电阻分别接地。从以上方案可以看出，由于本发明为电调增益均衡器，工程师根据功放的增益曲线，只需要改变变容二极管的反向电压，做出与之相反的增益曲线来进行补偿，就可以达到均衡整个系统增益平坦度的效果，从而使得功放的增益在工作频段内有着更好的一致性， 大量节省了调试时间，减少了时间成本。而且本发明的电路，不需要通过烙铁对电路进行焊接调试，调试灵活，操作起来更加的简洁方便。另外本发明的电路还很大幅度上节省了空间，减少了 PCB布线困难。
图1为增益均衡器效果示意图2为具体实施例一中的电调增益均衡器电路原理图； 图3为具体实施例二中的电调增益均衡器电路原理图； 图4为S21最大正斜率时相应的相位曲线； 图5为S21最大正斜率时相应的Sll曲线； 图6为S21最大负斜率时相应的相位曲线； 图7为S21最大负斜率时相应的Sll曲线； 图8为S21斜率为0时相应的相位曲线； 图9为S21斜率为0时相应的Sll曲线。
具体实施例方式本发明提供一种电调增益均衡器电路，该电路能够解决现有技术中在补偿增益平坦度时无法“电调”改变从而导致调试难度大、时间成本高的问题。下面通过具体的实施例， 对本发明的技术方案做进一步的描述。实施例一
如图2所示，本发明的一种电调增益均衡器电路，包括3dB电桥、第一变容二极管VI、 第二变容二极管V2、第一电容Cl、第二电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2以及电压VCC ；述 3dB电桥一共有四个端口，包括IN 口、ISO 口、0度输出口以及-90度输出口，其中，IN 口连接在RFin上，ISO 口连接在RFout上，所述第一电容Cl和第一电阻Rl串联后(第一电容Cl 位于第一电阻Rl之前)与所述第一变容二极管Vl形成第一并联电路，所述第二电容C2和第二电阻R2串联后与所述第二变容二极管V2形成第二并联电路，这两个并联电路是完全对称的；另外，第一并联电路连接在所述3dB电桥的0度输出口，所述第二并联电路连接在所述3dB电桥的-90度输出口，所述第一并联电路还与电压VCC连接，所述电压VCC还与第二并联电路相连接，所述第一变容二极管VI、第二变容二极管V2、第一电阻Rl以及第二电阻R2分别接地。如图2所示，第一电容Cl与第一电阻Rl串联后再与变容二极管Vl—起并联构成 RLC谐振电路，与此对应的第二电容C2与第二电阻R2串联后再与第二变容二极管V2并联也构成另一条完全一样的RLC谐振电路，这两条RLC谐振电路的作用在于将射频信号按照谐振的特性反射回3dB电桥，这两个部分的电路必须保持完全一致。其中Cl与C2容值的大小主要影响谐振点的位置，Rl与R2阻值的大小主要影响谐振点波谷的深度。由于3dB电桥的0度和-90度两个输出端口的设计是采取变容管和集总元件(电阻、电容)混联的电路，在改变变容管的反向电压过程中，变容管的电抗特性可以在容性中变化，通过调谐二极管的反向电压，改变其谐振点位置，可以使得此两个端口几乎全反射， 且在不同频点反射系数不一样。3dB电桥在本电路中的作用如下射频信号从3dB电桥的 IN 口输入，从ISO 口输出，其中从IN 口输入的信号平分到0度和-90度两个输出口，相位差为90度，从这两个端口输出的信号经过各自的RLC谐振电路又反射回IN 口和ISO 口。 但是从-90度端口反射回到IN 口时，相比于0度端口反射回来的信号，该信号的相位变化 180度，但是幅度完全相同，因此在IN 口将反射回来的信号完全抵消，大幅度改善了输入端口驻波，但是在ISO端口输出时，由于信号相位和幅度都相同，因此功率合成后输出。电压VCC用于给连接在3dB电桥上的各个变容二极管还有电容、电阻提供反向电压；本电路选用变容二极管，是利用了变容二极管的结电容会根据反向电压的不同而在一定范围内发生改变的特性。由于变容二极管本身存在引线电感，这样的话，引线电感和结电容就可以构成一个串联谐振电路，根据功放的增益曲线，当改变电压VCC提供的反向电压时，变容二极管的结电容就会跟着改变，这样一来该变容二极管的谐振频点的位置也会发生变化，从而得到与功放的增益曲线相反的补偿增益曲线，当两者叠加在一起，则达到补偿带内增益平坦度的效果。实施例二
作为一个优选的实施例，本发明的电调增益均衡器电路，在实施例一的基础上，还可以增加一些其他的器件。如图3所示，如果实施例一中所选取的几个变容二极管的谐振频率太高，没有落在我们所需的工作频段内的话，这时候需要在每个变容二极管的后面串联上一定感值的电感，即本发明的电路，还可以包括第一电感、第二电感(见图3中的Ll和L2)， 其中，第一电感Ll串接在所述第一变容二极管Vl与接地装置之间，第二电感L2串接在第二变容二极管V2与接地装置之间，电感的增加可以使得变容二极管的谐振范围向低频移动。另外，作为一个较好的实施例，本发明的电路还可以包括第三电阻R3、第四电阻 R4，所述第三电阻R3串接在所述第一并联电路与电压VCC之间，所述第四电阻R4串接在所述电压VCC与第二并联电路之间。R3和R4为隔离电阻，它们的主要作用是使得电压VCC通过该电阻才能给包括变容二极管的其他器件提供反向电压，需要注意的是，这两个电阻的阻值必须较大，最好是在IkQ以上，这样才能在提供反向电压的同时起到一个隔离射频信号的作用。另外，除了在并联电路中已经使用的两个电容Cl和C2之外，本发明的电路中还可以包括另外的第三电容C3以及每四电容C4，其中第三电容C3串接在RFin和所述3dB电桥之间，第四电容C4串接在所述3dB电桥和RFout之间。Cl、C2、C3以及C4均为隔直电容， 具有通交流，阻直流的功能，具体电容容值大小的选取与工作频段有关。本实施例中的电容 C3和C4的作用是为了防止电压VCC直通到输入和输出的两个端口 RFin和RFout，因为如果电压直通过去的话有可能会对该电路以外的器件造成损坏。
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以上较为详细的描述了本发明电路的工作原理，具体频段需选取不同的3dB电桥，不同的变容二极管，结合PCB的layout板图以及与变容二极管串并联的电阻、电容、电感进行调试。因此，在 869 894MHz、925 960MHz、1805 1880MHz、1930 1990MHz、 211(Γ2170ΜΗζ等频段上的电路，且PCB的layout确定的条件下，所述变容二极管、电感、电阻以及电容根据实际情况进行调试来最终确定选取。利用以上原理，我们对PCB进行合理的布局以及对器件进行正确的选取，在 869 2170MHz各个应用频段上进行优化调试，使得在相应频段内的带内增益平坦度基本上能在士0.6dB以上，满足功放设计链路中的带内增益平坦度补偿的需要。下面以在 925 960MHz频段上进行调试后的测试结果为例进行补充说明，在其他频段上的测试结果基本相同。图4为S21最大正斜率时相应的相位曲线，图5为S21最大正斜率时相应的Sll 曲线。图4和图5的上半部分均为本发明电路在925 960MHz频段内的增益曲线，可见图4 的增益曲线为斜向上的正斜率曲线，它们表示在这个频段内所能调节的最大增益范围。每
条曲线都有三个marker点-925MHz、942MHz、960MHz，如在图4中，925MHz这个marker
点(图中标号1)的增益是-5. 9dB, 942MHz这个marker点(图中标号3)的增益是_5. 6dB， 960MHz这个marker点(图中标号2)的增益是_5. 2dB ；可见960MHz的增益要比925MHz增益大0. 7dB，而且整个曲线基本上是直线，是属于正斜率曲线，因此它就能补偿功放增益是负斜率、增益不平度在0. 7dB以内的增益曲线。图4中下半部分的曲线为在相应状态下的相位曲线。在调节的过程中，射频信号在整个频段的相位不能有太大的扭曲，要不然会对信号的性能有所影响，而图4中的相位不平坦度都是在2度以内，对信号指标是毫无影响的。图5下半部分是相应的回波损耗，从图中的marker点可以看出，其回波损耗Sll在三种极限状态下的值都保持在_15dB以下。图6为S21最大负斜率时相应的相位曲线，图7为S21最大负斜率时相应的Sll 曲线；从图6和图7上半部分的增益曲线可以看出它们是斜向下的负斜率曲线，因此它们能够补偿正斜率、增益不平度在士0. 6dB以内的增益曲线。图8为S21斜率为0时相应的相位曲线，图9为S21斜率为0时相应的Sll曲线；从图8和图9中上半部分的增益曲线可以看出它们是接近直线的一条斜率为0的曲线，因此它们能够对应的补偿0斜率、增益不平度在士0. 6dB以内的功放增益曲线。另外从图6和图8的下半部分可以看出，它们的相位不平坦度也都是在2度以内， 对信号指标也是毫无影响的。而从图7和图9的下半部分相应的回波损耗曲线可以看出， 其回波损耗Sll在三种极限状态下的值也都保持在_15dB以下。本发明的电调增益均衡器电路，主要应用于无线移动通信领域的直放站和基站功率放大器等通信设备，尤其适合射频链路较长，调试带内增益平坦度以及批量生产时增益平坦度指标难以保持一致的复杂的功放系统。从以上几个实施例可以看出，本发明的均衡器，利用变容二极管的集总参数特性随反向电压的改变而变的特性，以及将二极管与集总元件进行串并联后其单元电路在射频性能上的反射特性，并采用3dB电桥的自身无源特性，进行对称设计，在射频链路上形成谐振点，并且谐振点的位置随二极管的反向电压的改变而改变，从而达到在3GHz以下频段能够通过“电调”来调节一定带宽的增益平坦度的功能，工程师在使用时只需根据功放的增益曲线，改变变容二极管的反向电压，做出与之相反的增益曲线来进行补偿，就可以使得功放的增益在工作频段内有着更好的一致性，大量节省了时间成本。而且本发明的电路，不需要通过烙铁对电路进行焊接调试，只需要改变变容二极管的反向电压，就可以调试出在一定频率范围内所需要的增益均衡曲线，调试灵活，操作起来更加的简洁方便。另外本发明采用 3dB电桥，利用电桥的特性来改善端口驻波，虽然增加了一个电桥的成本，但是很大幅度上节省了空间，减少了 PCB布线困难，非常适合使用在前馈或AAP功放这些复杂的系统当中调节整条链路的增益平坦度。 以上所述的本发明实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的权利要求保护范围之内。
权利要求
1.一种电调增益均衡器电路，其特征在于，包括3dB电桥、第一变容二极管、第二变容二极管、第一电容、第二电容、第一电阻、第二电阻以及电压VCC ；所述3dB电桥的IN 口连接在RFin上，ISO 口连接在RFout上，所述第一电容和第一电阻串联后与所述第一变容二极管形成第一并联电路，所述第二电容和第二电阻串联后与所述第二变容二极管形成第二并联电路，所述第一并联电路连接在所述3dB电桥的O度输出口，所述第二并联电路连接在所述 3dB电桥的-90度输出口，所述第一并联电路还与电压VCC连接，所述电压VCC还与第二并联电路相连接，所述第一变容二极管、第二变容二极管、第一电阻以及第二电阻分别接地。
2.根据权利要求1所述的电调增益均衡器电路，其特征在于，还包括第一电感、第二电感，所述第一电感串接在所述第一变容二极管与接地装置之间，所述第二电感串接在所述第二变容管与接地装置之间。
3.根据权利要求1或2所述的电调增益均衡器电路，其特征在于，还包括第三电阻、第四电阻，所述第三电阻串接在所述第一并联电路与电压VCC之间，所述第四电阻串接在所述电压VCC与第二并联电路之间。
4.根据权利要求3所述的电调增益均衡器电路，其特征在于，所述第三电阻、第四电阻的阻值至少1 kQ。
5.根据权利要求3所述的电调增益均衡器电路，其特征在于，还包括第三电容、第四电容，所述第三电容串接在RFin和所述3dB电桥之间，所述第四电容串接在所述3dB电桥和 RFout之间。
全文摘要
本发明提供一种电调增益均衡器电路，以解决现有技术中在补偿增益平坦度时无法电调改变从而导致调试难度大、时间成本高的问题。本发明的电路，包括3dB电桥、变容二极管、电容、电阻以及电压VCC；3dB电桥的IN口连接在RFin上，ISO口连接在RFout上，电容和电阻串联后与变容二极管形成第一、第二并联电路，第一并联电路连接在3dB电桥的0度输出口，第二并联电路连接在3dB电桥的-90度输出口，第一并联电路还与电压VCC连接，电压VCC还与第二并联电路连接，各变容二极管、电阻分别接地。本发明的均衡器电路，实现了增益平坦度曲线可以通过电调改变的目的，一致性好，调试灵活，而且节省时间成本。
文档编号H03G3/20GK102185572SQ20111005800
公开日2011年9月14日 申请日期2011年3月11日 优先权日2011年3月11日
发明者李合理, 李钢, 陈智勇 申请人:京信通信系统(中国)有限公司