噪声滤波器的制作方法

专利名称：噪声滤波器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种对于应用于电气电子设备或控制设备的差分传输系统所使用的噪声滤波器以及包括所述噪声滤波器的传输器件。
背景技术：
近年来，由于对于高速处理和高清晰度内容的需求很高，所以要求数字MFP和数码相机能够在满足波形质量的同时高速传输大量数字信号。为了高速传输这些大量数据，必须增加传输线路(transmission line)的数量或增加传输速度。然而，由于电子基板小型化并且非常密集，所以难以增加传输线路的数量。此外，当经由线缆发送数据时，线缆芯的数量直接影响成本。此外，根据传输速度的增加，由于偏斜而产生的信号的定时的变化增大。相应地，保持建立/保持时间变得困难。因此，可以通过很少数量的传输线路高速发送大量数据的串行传输广泛使用。根据串行传输系统，低速并行信号(如数据信号、地址信号和控制信号)被串行化并且差分地输出到传输线路。所传输的串行信号在接收侧被解串行化，以使得获得并行信号。作为串行传输系统，US2009-0240994公开了两类传输方法。第一类传输方法是时钟同步串行传输。连同若干串行化数据一起传输基准时钟信号。根据该系统，由于连同串行化数据一起传输基准时钟信号，所以基准时钟信号与每个数据信号的同步是非常重要的。因此，需要使得每个信号对的偏斜最小化。第二类方法是时钟嵌入式串行传输。根据该方法，时钟比特加入到串行化数据流并且时钟信号嵌入在数据流中。在接收侧恢复时钟信号和数据信号。根据该传输系统，由于时钟信号嵌入在数据流中，所以与用于时钟同步串行传输的数据信号的时钟信号的条件相比，同步条件将更灵活。如果通过产生功率损耗的长传输线缆来传输高速信号，则一部分信号分量可能被辐射，使得线缆工作为天线，并且影响其它装置的操作。因此，必须减少装置的电磁干扰(EMI)。特别地，对于差分传输，在某些情况下，根据在所传输的差分信号的上升沿和下降沿处的波形差别而生成的同相分量当其返回时穿过系统地(system ground)。在此情况下，生成引起问题的大环路天线。由于在驱动器侧去除差分信号的同相分量导致小的天线尺寸，因此重要的是在抑制差分传输中的EMI时去除同相分量。时钟嵌入式串行传输的EMI抑制包括以下特征。首先，与差分传输线路串联地插入电容器，并且执行AC耦合。如果驱动器和接收机通过线缆而连接，则AC耦合在消除系统之间的地电势的DC电势差方面是有效的。此外，当驱动器和接收机是不同制造商的产品时，AC耦合可以减少阈值差异。重要的是，当执行AC耦合时，DC电平保持恒定。因此，根据转换表或者通过数学表达式来对所传输的数据进行编码。这是将高电平与低电平之间的逻辑转变数据速率设置为50%。相应地，待以低电平或高电平传输的串行数据不连续达到3至4比特或更多。
因此，对于来自包括差分传输线路的串行传输系统的EMI，差分信号的电平转变很可能在I比特时段中发生。如果这种电平转变发生，则由于生成具有I比特时段的整数倍的同相分量，所以以一个比特时段的频率观测到较大的EMI。此外,通过正弦函数(sine function)来表示方波中所传输的数据谱。已知一个比特时段的整数倍的频率没有频谱。换句话说，以差分信号的反相分量的频谱为零的频率生成强EMI。例如，如果传输数据速率是400Mbps，则I比特时段将是400MHz，在整数倍处将看不见传输信号谱。相应地，生成强EMI。作为用于时钟嵌入式串行传输系统的EMI抑制方法，由于EMI以传输中必要的反相信号谱为零的频率发生，因此，例如，带阻滤波器或陷波(notch)滤波器添加到差分传输线路。由于带阻滤波器和陷波滤波器在去除其中差分传输中必要的反相信号谱不存在的频带方面是有用的，所以其可以在对传输信号谱具有最小影响的情况下高效地去除产生EMI的同相分量。因此，传统上，使用包括电感器和电容器的串联电路并且与传输线路并联连接的带阻滤波器。更具体地说，如图6A所示，一对传输线路107a和107b连接到包括电感器102i和1022以及电容器IOS1和1032的串联电路106JP 1062。根据串联电路IOeiUOe2中的每一个，形成 LC谐振电路。"Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and CouplingStructures"(G.Matthaei/L.Young E.Μ.T.Jones ISBN:0-89006-099-1, P725to P772))引文列表专利文献PTL I:US2009-0240994非专利文献NPL I ,Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and CouplingStructures"(G.Matthaei/L.Young E.Μ.T.Jones ISBN:0-89006-099-1, P725to P772)

发明内容
技术问题串联电路IOei和1062的电感器和1022以及电容器IOS1和1032通常是芯片组件。芯片组件通常包括+-5%的精度误差。因此，在差分传输线路上布置的串联电路1e1与1062之间产生谐振频率和f2的变化。因此，如图6B所示，如果在目标谐振频率的高频侧和低频侧上生成串联电路106:和1062的谐振频率和f2,则在目标谐振频率处产生反谐振(antiresonance)。如果这种反谐振产生，则将减少用于去除作为同相分量的噪声的效果。本发明涉及一种可以在不在期望频率处产生反谐振的情况下去除差分传输线路的同相分量的噪声滤波器以及一种使用这样的噪声滤波器的传输器件。问题的解决方案根据本发明的一个方面，在连接被配置为发送差分信号的发送电路和被配置为接收差分信号的接收电路的一对传输线路上所提供的噪声滤波器包括一对线圈以及电感器和电容器。该对线圈中的一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的一条传输线路，该对线圈中的另一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的另一条传输线路，该对线圈的其它端部短路，该对线圈的状态处于这样的磁耦合状态:使得在该对传输线路上传输的同相分量的磁通量抵消，在该对传输线路上传输的反相分量的磁通量增强。电感器和电容器是与该对线圈和地串联连接的串联电路，该对线圈的同相分量的有效电感和电感器的电感的组合电感值、以及电容器的电容值被设置为这样的值:使得该对线圈和串联电路的同相分量的谐振频率被控制为目标频率。根据本发明的一个方面，传输器件包括发送电路、接收电路、被配置为连接发送电路和接收电路并且传输差分信号的传输线路以及在传输线路上所提供的噪声滤波器。噪声滤波器包括一对线圈以及电感器和电容器，该对线圈中的一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的一条传输线路，该对线圈中的另一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的另一条传输线路，该对线圈的其它端部短路，该对线圈的状态处于这样的磁耦合状态:使得在该对传输线路上传输的同相分量的磁通量抵消，在该对传输线路上传输的反相分量的磁通量增强。电感器和电容器是与该对线圈和地串联连接的串联电路，该对线圈的同相分量的有效电感和电感器的电感的组合电感值、以及电容器的电容值被设置为这样的值:使得该对线圈和串联电路的同相分量的谐振频率被控制为目标频率。从参照附图对示例性实施例的以下详细描述，本发明的其它特征和方面将变得清
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图1是根据第一示例性实施例的传输器件的示意图。图2A是根据第一示例性实施例的传输器件的电路图。图2B是示出根据第一示例性实施例的传输器件的混合模s参数的计算结果的图。图3A是根据第二示例性实施例的传输器件的电路图。图3B是示出根据第二示例性实施例的传输器件的混合模s参数的计算结果的图。图4A是根据第三示例性实施例的传输器件的电路图。图4B是根据第三示例性实施例的传输器件的电路图。图4C是示出根据第三示例性实施例的传输器件的混合模s参数的计算结果的图。图5A是根据第四示例性实施例的传输器件的电路图。图5B是根据第四示例性实施例的传输器件的电路图。图5C是示出根据第四示例性实施例的传输器件的混合模s参数的计算结果的图。图6A是包括常规噪声滤波器的传输器件的电路图。图6B是示出使用常规噪声滤波器的传输器件的混合模s参数的计算结果的图。
具体实施例方式以下将参照附图详细描述本发明的各个示例性实施例、特征和方面。示例 I图1是示出根据本发明第一示例性实施例的包括噪声滤波器的传输器件的配置的示意图。该示例性实施例的传输器件100通过以下操作来执行时钟嵌入式串行传输:将时钟比特加入到串行化数据流，在数据流中嵌入时钟信号，并且在接收侧上恢复时钟信号和数据信号。根据第一示例性实施例的传输器件100包括第一基板101、在第一基板101上安装的发送电路4、第二基板102以及在第二基板102上安装的接收电路5a。此外，传输器件100包括一对传输线路7a和7b，其连接发送电路4与接收电路5a。在一对传输线路7a和7b之间并且在接收电路5a附近(即在第二基板102上)，差分端接电路(端接电阻器)5b连接到传输线路7a和7b。虽然接收电路5a和差分端接电路5b在不同的芯片上，但可以在一块芯片上实现接收电路5a和差分端接电路5b。发送电路4经由一对传输线路7a和7b将差分信号发送到接收电路5a。传输线路7a和7b中的每一条包括第一基板101和第二基板102中的每一个上的布线，还包括连接第一基板101和第二基板102中的每一个上的布线的线缆。可以仅由基板上的布线或线缆来制成每个传输线路并且传输线路的形式是根据发送电路和接收电路的布置而被确定的。此外，传输器件100包括连接到一对传输线路7a和7b的噪声滤波器200。在发送电路4附近在第一基板101上提供噪声滤波器200。图2A和图2B是包括噪声滤波器200的传输器件100的示意图。图2A是包括噪声滤波器200的传输器件100的电路图。如图2A所示，噪声滤波器200包括四端子电路1A，其包括一对线圈11和12。线圈11的一端(端部Ia)在发送电路4附近连接到传输线路7a，线圈12的一端(端部Ib)在发送电路4附近连接到传输线路7b。线圈11的另一端(端部Ic)和线圈12的另一端(端部Id)短路。此外，噪声滤波器200包括串联电路6，其包括串联连接的电感器2和电容器3。在一对线圈11和12 (四端子电路1A)与GND之间提供串联电路6。换句话说，串联电路6的一个端部6a连接到一对线圈11和12的端部Ic和Id,串联电路6的另一端部(端部6d)连接到GND。GND是在第一基 板101上提供的接地图案(见图1)。对于通过一对传输线路7a和7b的差分信号，反相分量是所述差分信号中所包括的信号分量，同相分量是所述差分信号中所包括的噪声分量。因此，为了使得四端子电路IA能够充当差分模式滤波器，在图2A所示的缠绕方向上缠绕线圈11和12。相应地,一对线圈11和12处于磁稱合状态下。对于通过一对传输线路7a和7b传输的同相分量而言磁通量被抵消掉，但对于通过一对传输线路7a和7b传输的反相分量而言磁通量被增强。更具体地，在线圈11的自感是L1，线圈12的自感是L2并且线圈11与12之间的互感是M的情况下，这一对线圈11和12的有效电感表示为Li+L2+-2M。此外，对于通过一对传输线路7a和7b传输的反相分量而言磁通量增加的该对线圈11和12的有效电感是Ι^+Ι^+2Μ。另一方面，对于通过该对传输线路7a和7b传输的同相分量而言磁通量被抵消掉的该对线圈11和12的有效电感Lia是Li+L2-2M (=L1A)。因此，对于包括一对线圈11和12的四端子电路1A，同相分量的阻抗将低于反相分量的阻抗。此外，四端子电路IA的同相分量的阻抗将低于差分端接电路5b的阻抗，反相分量的阻抗将高于差分端接电路5b的阻抗。四端子电路IA不限于上述四端子电路，只要磁耦合是差分信号的同相分量的阻抗低于反相分量的阻抗，就可以使用任何四端子电路。例如，使用具有围绕芯缠绕或通过膜而多层化(multilayer)的两条导线以使得对于同相信号分量磁通量彼此抵消掉并且对于反相信号分量磁通量增强的四端子电路。根据以下方程(I)来确定噪声滤波器200的噪声去除频率Fe (即该对线圈11和12和串联电路6的同相分量的谐振频率)。[数学式I]
「ΟΟΜ Fe - Sf= ( I )
LUU°yj 2π 掘在该方程中，L表示电感Lia和电感L3的组合电感。电感Lia是四端子电路IA的共模下的电感(该对线圈11和12的同相分量的电感)。电感L3是电感器2的电感。此外，C表不电容器3的电容。因此，根据该示例性实施例，组合电感L和电容C被设置为这样的值:该值使得去除频率(谐振频率)Fe变为目标频率。目标频率是可以去除所生成的噪声的频率。换句话说，其为允许将同相分量(噪声)传输到GND的频率和差分信号的反相分量的频谱为零的频率。例如，如果传输数据速率是400Mbps，则目标频率是400MHz。电感器2和电容器3并非一定是芯片组件，而可以由刻图(pattern)元件来形成。如果使用芯片组件，则由于芯片组件通常具有大约+-5%的精度误差，因此期望将带宽设置为去除频率Fe的10%或更大。根据以下方程(2)来确定带宽BW。[数学式2]`
Mf ;丄 (2 )
ImL在方程(2)中,R是在作为差分传输线路的一对传输线路7a和7b是两条单端传输线路的情况下的噪声滤波器200的输入侧和输出侧的并联特征阻抗。例如，如果输入侧的特征阻抗和输出侧的特征阻抗都是50ohms，则R将是25ohms。如果确定了带宽BW，则组合电感L得以确定。此外，根据方程(I)来确定电容器3的电容C的值。此外，可以通过从根据方程(2)确定的电感L减去四端子电路IA的电感Lia来获得电感器2的电感L3。此外，期望在考虑电容器3的等效串联电感和刻图元件的电感的同时确定电感器2的电感L3。图2B示出图2A中的电路图所示的电路的混合模s参数的仿真结果。传输数据速率是400Mbps，目标频率是400MHz。电感器2的电感L3是37.79nH，电容器3的电容是
3.979pF0四端子电路IA在共模下的电感Lia是2nH，电感器2和四端子电路IA的组合电感L是39.79nH。此外，差分端接电路(端接电阻)5b是100欧姆。由于电容器3的等效串联电感的值非常小，所以在计算中忽略它。图2B所不的Scc21不出从输入侧到输出侧的同相分量的传输特性，换句话说，噪声去除特性。Sdd21是反相分量的传输特性。根据图2B，虽然反相分量在不受衰减的情况下得以传输，但同相分量在目标频率带处被去除。根据第一示例性实施例的噪声滤波器200，四端子电路IA工作以使得输入与输出之间的阻抗对于差分信号的反相分量而言较高，而对于差分信号的同相分量而言较低。由于即使线圈11和12的端部Ic和Id电短路这种效果也不改变，所以与也连接到传输线路7a和7b的差分端接电路5b的阻抗相比，并联连接到传输线路7a和7b的四端子电路IA的阻抗是足够高的。由于差分传输中必要的反相分量平稳地传输到接收电路5a，所以其不影响信号传输。另一方面，至于差分传输中不必要的并且产生EMI的同相分量，由于一对线圈11和12磁耦合以使得四端子电路IA的阻抗是低的，所以四端子电路IA可以看作一个线圈。因此，由于当电容器3串联添加到四端子电路IA时四端子电路IA工作作为针对同相分量的谐振电路，所以可以设置一个谐振电路，并且在目标频率处不产生反谐振。然而，由于四端子电路IA的同相分量的电感Lia非常小，所以如果仅使用四端子电路IA则获得不了足够的谐振特性。因此，根据该示例性实施例，与四端子电路IA和电容器3串联地加入电感器2。相应地，实现四端子电路IA的组合电感器，并且可以获得更尖锐的谐振特性。以此方式，作为差分信号的反相分量传输到接收电路5a，作为噪声的同相分量经由发送电路4附近的四端子电路IA和串联电路6传输到GND。因此，可以去除同相分量，并且改进EMI抑制的效果。示例 2接下来，将参照图3A和图3B描述包括根据本发明第二示例性实施例的噪声滤波器的传输器件。根据该不例性实施例，用相同标记表不与第一不例性实施例中相似的组件，并且不重复它们的描述。图3A所示的传输器件100B包括噪声滤波器200B。噪声滤波器200B的四端子电路的配置与第一示例性实施例的噪声滤波器200的配置不同。图3A所示的四端子电路IB包括用于共模滤波器的一对线圈12B和11B。线圈12B包括输入端子Ial和输出端子lbl。线圈IlB包括输入端子la2和输出端子lb2。通常，布置导线缠绕或多层化的共模滤波器，以使得磁通量对于差分信号的同相分量而言增强并且对于反相分量而言减弱。因此，通过例如通过改变与输入端子la2串联电连续的输出端子lb2的连接来改变输入/输出端子对的连接，实现了具有同相分量的较低阻抗和反相分量的较高阻抗的磁耦合。如上所述，线圈12B的一个端部是输入端子lal，而另一端部是输出端子lbl。此夕卜，线圈IlB的一个端部是输出端子lb2,而另一端部是输入端子la2。线圈IlB的输出端子lb2连接到传输线路7a，线圈12B的输入端子Ial连接到传输线路7b。此外，线圈12B的输出端子Ibl和线圈IlB的输入端子la2电短路。串联电路6的一个端部6a电连接到输出端子Ibl和输入端子la2，作为串联电路6的另一端部的端部6b电连接到GND。相应地，该对线圈IlB和12B处于这样的磁耦合状态:对于通过该对传输线路7a和7b传输的同相分量而言磁通量被抵消掉,而对于通过该对传输线路7a和7b传输的反相分量而言磁通量增强。以此方式，作为通常所使用的共模滤波器的四端子电路IB充当差模滤波器，正如第一示例性实施例中工作的四端子电路1A。相应地，可以减少组件成本，此外，如在第一示例性实施例中去除了目标频率那样，可以去除差分信号的同相分量的目标频率处的噪声。对于共模滤波器的该对线圈IlB和12B，期望选择具有很小损耗的线圈。原因在于，虽然减少在谐振频率处在传输线路7a和7b与GND之间的同相分量的阻抗增强了噪声去除效果，但确定在谐振频率处的阻抗下限的因素是损耗。通常，具有较低共模阻抗的线圈的损耗较小，这是由于可以减少匝数或用于多层的图案的长度可以较短。因此，虽然不限于此，但期望使用阻抗在IOOMHz处小于或等于100欧姆的线圈。图3B示出图3A中的电路图所示的电路的混合模s参数的仿真结果。传输数据速率是400Mbps，目标频率是400MHz。电感器2的电感L3是37.79nH，电容器3的电容是3.979pF0共模下的四端子电路IA的电感Lia是2nH，电感器2和四端子电路IA的组合电感L是39.79nH。此外，差分端接电路(端接电阻)5b是100欧姆。由于电容器3的等效串联电感的值非常小，所以在计算中忽略它。图3B所不的Scc21表不从输入侧到输出侧的同相分量的传输特性。Sdd21是反相分量的传输特性。根据图3B，虽然反相分量在不受衰减的情况下得以传输，但同相分量在目标频率带处被去除。示例3接下来，将参照图4A至图4C描述包括根据本发明第三示例性实施例的噪声滤波器的传输器件。根据该不例性实施例，用相同标记表不与第一不例性实施例中相似的组件，并且不重复它们的描述。如果存在产生噪声的多个频率，则多个谐振频率将是必要的。因此，关于根据第三不例性实施例的传输器件100C,对于传输线路7a和7b提供多个噪声滤波器。例如,如图4A所示，提供两个噪声滤波器200和200’。如噪声滤波器200的情况那样，噪声滤波器200’包括:四端子电路1A’，包括一对线圈；串联电路6’，包括电感器2’和电容器3’。然而，每个组合电感的值与每个电容的值是不同的。换句话说，关于彼此不同的目标频率，通过噪声滤波器200和200’设置多个(根据该示例性实施例，两个)谐振频率。因此，如图4C所示，可以获得在每个谐振频率处的噪声去除效果。接下来，将参照图4B描述包括不同的噪声滤波器的传输器件。如第一示例性实施例的情况那样，图4B所示的传输器件100D的噪声滤波器200D包括四端子电路1A，其包括一对线圈11和12。此外，噪声滤波器200D包括:多个串联电路，其中的每一个都包括在该对线圈11和12与GND之间串联连接的电感器和电容器。更具体地说，噪声滤波器200D包括串联电路6，串联电路6包括在该对线圈11和12与GND之间串联连接的电感器2和电容器3。此外，噪声滤波器200D包括串联电路6’，串联电路6’包括在该对线圈11和12与GND之间串联连接的电感器2’和电容器3’。换句话说，串联电路6’与串联电路6并联连接。因此，根据线圈11和12的同相分量的有效电感以及电感器2和2’中的每一个的电感来确定每个组合电感。
此外，对于四端子电路IA和串联电路6’的同相分量所设置的谐振频率不同于对于四端子电路IA和串联电路6的同相分量所设置的谐振频率。换句话说，组合电感的每个值和电容器的每个电容值被设置为使得多个(对于该示例性实施例，两个)谐振频率具有不同的目标频率。相应地，可以获得与从图4A所示的噪声滤波器200和200’所获得的效果相似的效果。此外，对于差分传输中必要的差分信号的反相分量而言四端子电路IA的在传输线路7a和7b之间的阻抗高于差分端接电路5b的阻抗。因此，如图4C所示，即使布置串联电路6和6’，它们实际上也不影响传输波形。虽然图4A和图4B是针对两个频率的电路图，但通过将噪声滤波器并联连接到传输线路7a和7b或通过将多个串联电路并联连接到串联电路，可以相似地实现用于两个或更多个频率的电路。此外，可以使用这些电路的组合。此外，即使共模滤波器的缠绕或层叠使得同相分量的阻抗较高而反相分量的阻抗较低，如果连接是足够的则也可以使用这样的共模滤波器。根据噪声滤波器200D，通过再将串联电路6’并联连接到与四端子电路IA串联连接的串联电路6，可以获得用于在一个四端子电路IA处的多个频率的噪声去除效果。示例 4将参照图5A至图5C描述根据本发明第四示例性实施例的噪声滤波器。根据该示例性实施例，用相同标记表示与第一示例性实施例中相似的组件，并且不重复它们的描述。根据该示例性实施例，如图5A所示，传输器件100E的噪声滤波器200E包括四端子电路IA和串联电路6，四端子电路IA包括一对线圈11和12，串联电路6包括电感器2和电容器3，如根据第一示例性实施例的噪声滤波器200的情况那样。

噪声滤波器200E包括共模滤波器8。共模滤波器8被提供在一对传输线路7a和7b之间并且在一对线圈11和12的端部Ia和Ib与接收电路5a之间。此外，共模滤波器8去除同相分量到接收电路5a的传输。共模滤波器8包括作为一对缠绕导线的一对线圈8a和Sb。执行缠绕或层叠，以实现这样的磁耦合状态:对于差分信号的同相分量而言磁通量增强，而对于差分信号的反相分量而言磁通量减弱。线圈8a与传输线路7a串联连接，线圈Sb与传输线路7b串联连接。共模滤波器8期望地是在大约30MHz至I点几GHz的频率范围中具有同相分量的高阻抗的共模滤波器。共模滤波器8工作以使得差分信号的反相分量具有低阻抗，而产生EMI的同相分量具有高阻抗。因此，作为同相分量的噪声穿过该对线圈11和12和串联电路6。相应地，可以以有效的方式来去除噪声。此外，作为本发明另一示例性实施例，为了增强在目标频率处的噪声去除效果，图5B所示的传输器件100F的噪声滤波器200F具有与共模滤波器8的线圈8a和8b中的每一个并联连接的电容器9a和％。可以根据以下方程(3)来获得并联连接的电容器9a和9b的电容Cc。[数学式3]
ICc = 2-— (Z)
Lcm<r
在电容C。是所添加的电容器9a和9b的电容的情况下，L。是共模滤波器8的同相分量的有效电感，ω。是目标角频率。期望的是连接到传输线路7a和7b的电容器9a和9b具有相同的电容值。电容C。设置为这样的值:电容器9a和9b中的每一个的电容C。在与一对线圈11和12和串联电路6的谐振频率相同的频率处谐振。图5C是示出图5A和图5B所示的电路图中的混合模s参数的仿真结果的图。传输数据速率是400Mbps，目标频率是400MHz。电感器2的电感L3是37.79nH，电容器3的电容是 3.979pF。共模下的四端子电路IA的电感Lia是2nH，电感器2和四端子电路IA的组合电感L是39.79nH。此外，差分端接电路(端接电阻)5b是100欧姆。此外，线圈8a和8b的电感是400nH。线圈8a和8b以0.999999999的耦合系数被紧耦合。此外，电容器9a和9b的电容是0.05pF。由于电容器3、9a和9b的等效串联电感的值非常小，因此在计算中忽略它们。如图5C所示，由于针对同相信号分量而言具有更高阻抗的共模滤波器8以及电容器9a和9b被添加到噪声滤波器200F，所以噪声滤波器200F的同相分量(噪声)的去除效果大于第一示例性实施例的噪声滤波器200的去除效果。因此，由于噪声滤波器200F包括共模滤波器8以及电容器9a和9b，所以实现滤波器电路的目标频率的同相分量的更高阻抗。因此，增强了用于防止针对目标频率的到接收电路5a的噪声传播的效果，并且此外可以以有效的方式来去除噪声。虽然已经参照示例性实施例描述了本发明，但应理解本发明不限于公开的示例性实施例。所附权利要求的范围将要赋予最宽泛的解释，从而包括所有修改、等效结构和功倉泛。本申请要求于2010年9月24日提交的日本专利申请N0.2010-214396的优先权，该日本专利申请N0.2010-214396由此通过引用而整体合并于此。
权利要求
1.一种在一对传输线路上提供的噪声滤波器，该对传输线路连接被配置为发送差分信号的发送电路与被配置为接收差分信号的接收电路，所述滤波器包括: 一对线圈； 其中，该对线圈中的一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的一条传输线路； 其中，该对线圈中的另一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的另一条传输线路； 其中，该对线圈的其它端部短路，以及 其中，该对线圈的状态处于这样的磁耦合状态:使得在该对传输线路上传输的同相分量的磁通量抵消，在该对传输线路上传输的反相分量的磁通量增强，以及电感器和电容器； 其中，电感器和电容器是与该对线圈和地串联连接的串联电路， 其中，该对线圈的同相分量的有效电感和电感器的电感的组合电感值、以及电容器的电容值被设置为这样的值:使得该对线圈和串联电路的同相分量的谐振频率被控制为目标频率。
2.如权利要求1所述的噪声滤波器，其中，在该对线圈与地之间提供多个包括电感器和电容器的串联电路。
3.如权利要求1或2所述的噪声滤波器，其中，在该对传输线路的连接该对线圈的所述一个端部的位置和接收电路之间提供防止同相分量通过到接收电路的共模滤波器。
4.如权利要求3所述的噪声滤波器，还包括并联连接到共模滤波器的每个线圈并且被设置为这样的电容值的电容器:该电容值使得该电容器在与谐振频率相同的频率处谐振。
5.—种传输器件,包括: 发送电路； 接收电路； 传输线路，被配置为连接发送电路和接收电路，并且传输差分信号；以及 噪声滤波器，被提供在传输线路上； 其中，噪声滤波器包括: 一对线圈； 其中，该对线圈中的一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的一条传输线路； 其中，该对线圈中的另一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的另一条传输线路； 其中，该对线圈的其它端部短路，以及 其中，该对线圈的状态处于这样的磁耦合状态:使得在该对传输线路上传输的同相分量的磁通量抵消，在该对传输线路上传输的反相分量的磁通量增强，以及电感器和电容器； 其中，电感器和电容器是与该对线圈和地串联连接的串联电路， 其中，该对线圈的同相分量的有效电感和电感器的电感的组合电感值、以及电容器的电容值被设置为这样的值:使得该对线圈和串联电路的同相分量的谐振频率被控制为目标频率。
6.如权利要求5所述的传输器件，其中，在该对线圈与地之间提供多个包括电感器和电容器的串联电路。
7.如权利要求5所述的传输器件，其中，沿着传输线路并行地提供多个噪声滤波器。
8.如权利要求5至7所述的传输器件，其中，沿着该对传输线路在该对线圈的所述端部连接到的位置和接收电路之间提供被配置为防止同相分量通过接收电路的共模滤波器。
9.如权利要求8所述的传输器件，还包括并联连接到共模滤波器的每个线圈并且被设置为这样的电容值的电容器:该电容值使得该电容器在与谐振频率相同的频率处谐振。
全文摘要
提供一种可以在不在目标频率去除处生成反谐振的情况下可靠地去除差分信号中包括的同相分量的噪声滤波器、以及包括这样的噪声滤波器的传输器件。一对线圈11和12的端部11a和12a在发送电路4附近连接到一对传输线路7a和7b，其它端部11b和12b短路。线圈11和12磁耦合以使得对于在该对传输线路7a和7b上传输的同相分量而言磁通量抵消并且对于在该对传输线路7a和7b上传输的反相分量而言磁通量增强。包括串联连接的电感器2和电容器3的串联电路6连接到该对线圈11和12与GND。该对线圈11和12、电感器2和电容器3的每个值被设置为使得同相分量的谐振频率是目标频率。
文档编号H03H7/09GK103119851SQ20118004559
公开日2013年5月22日 申请日期2011年9月16日 优先权日2010年9月24日
发明者玉木宽人 申请人:佳能株式会社