专利名称：高斯频移键控接收器架构和方法
技术领域：
本申请要求2010年7月30日提交的序列号为12/847,951的美国申请的优先权，在此通过引用包含其全部内容。本公开涉及通信领域，尤其涉及利用频移键控(FSK)调制的数据通信领域。高斯频移键控(GFSK)是带宽效率(bandwidth-efficient)型FSK数字调制。具体地，GFSK调制利用脉冲成形高斯滤波器以减少所调制的传输载波的带宽。在FSK调制中，具有急剧转变的数据符号序列导致频率不连续的调制传输载波。该频率不连续导致宽带宽的传输载波。然而，使用脉冲成形高斯滤波器平滑数据符号序列的急剧转变避免了该问题。脉冲成形高斯滤波器去除了数据符号序列中的较高频率成分，这反过来允许更为紧凑的传输光谱。GFSK调制方案所促成的紧凑型传输光谱通过减少GFSK传输载波的光谱带宽和带外光谱来辅助在许可频段和未许可的工业、科学和医疗(ISM)频段下均工作的无线通信系统，以满足FCC相邻信道功率抑制要求。国际无线电频谱管理机构强制实施了类似的要求。然而，利用脉冲成形高斯滤波器的脉冲成形导致符号间干扰(ISI)。实际上，利用引入ISI的高斯滤波器进行脉冲成形。结果，围绕GFSK调制方案所设计的系统是考虑到低数据吞吐量或增加的比特误差率而设计的。传统上，与GFSK调制方案相关联的ISI禁止高调制阶数的数据通信，其中每个符号传输数据的多个比特。在试图有助于较高数据吞吐量的GFSK通信系统中，已提出了使用更为复杂和昂贵的接收器结构。现有技术讨论如图1所示，第一现有技术的GFSK系统100包括GFSK发射器102和GFSK接收器114。GFSK发射器102包括数据源104、高斯滤波器106、FSK调制器108、发射器后端110和发射天线112。高斯滤波器106对从数据源104提供的数据符号序列进行滤波，并且将脉冲成形后的数据符号序列输出至FSK调制器108。FSK调制器108根据所选择的FSK调制阶数(即，每个符号的比特数)来基于脉冲成形后的数据符号序列对载波频率进行调制。FSK调制器108的输出被提供至发射器后端110，在发射器后端110中，该输出被上转换至传输频率并且耦合至用于射频(RF)发射的发射天线112。因此，发射天线112发射GFSK调制的传输载波。GFSK接收器114包括接收天线116、接收器前端118、信道滤波器120、鉴频器(discriminator) 122、后检测滤波器124、符号限制器(slicer) 126和数据接收装置128。在运行时，接收天线116和接收器前端118接收所发射的GFSK调制信号并将所接收到的GFSK调制信号下转换成基带。信道滤波器120选择性地对所接收到的基带GFSK调制信号进行滤波，以抑制相邻信道干扰和加性高斯白噪声(AWGN)。鉴频器122通过提供与调制传输载波的瞬时频率成比例的输出信号来进行频率解调，并且输出解调的符号序列。具体地，在I比特/符号调制阶数(即，2-GFSK)的情况下，鉴频器122在和这两个频率之间进行鉴频，其中fo是未调制的载波频率。后检测滤波器124对鉴频器122所产生的解调符号序列进行滤波，以降低由鉴频器122放大的噪声。限制器126基于从后检测器124输出的滤波后的符号序列产生符号判决，以产生被提供至数据接收装置128的符号判决序列。在GFSK接收器114中，后检测滤波器124被设计成不去除ISI，并且在存在导致符号和比特误差发生的ISI情况下，需要限制器126产生符号判决。在第一现有技术的GFSK系统100中，高斯滤波器106所引入的ISI要求FSK调制器108使用低调制阶数(B卩，较少的比特/符号)的调制方案。否则，在GFSK接收器114处将发生不可接受水平的符号和比特误差。具体地，高斯滤波器106所引入的ISI导致由鉴频器122所输出的解调符号序列的“眼图(eye) ”闭合，因而由于鉴频器122无法在确定的符号定时确定始终在限制器126的符号判决阈值以上或以下，因此限制器126将产生错误的符号判决。在较高的调制阶数处，鉴频器122和限制器126变得更难产生正确的符号判决。因此，第一现有技术的GFSK系统100的数据吞吐量由于高斯滤波器106所引入的ISI而受到限制，这是因为仅可以利用不具有不可接受水平的符号误差的较低阶数的调制方案。信道滤波器120还导致在所接收到的信号内引入ISI，进而组合GFSK系统100的限制。如图2所示，第二现有技术的GFSK系统200包括GFSK发射器202和GFSK接收器214。GFSK发射器202包括数据源204、高斯滤波器206、FSK调制器208、发射器后端210和发射天线212。GFSK发射器202以与第一现有技术的GFSK发射器102类似的方式运行。GFSK接收器214包括接收天线216、接收器前端218、信道滤波器220、鉴频器222、最大似然序列估计器(MLSE) 224和数据接收装置226。与第一现有技术的GFSK接收器114相比，第二现有技术的GFSK接收器214依赖于MLSE估计器224产生存在ISI时的符号判决。也就是说，MLSE估计器224不去除ISI。相反，MLSE估计器224在存在ISI的情况下根据误差的最小概率来估计数据符号，并且输出关于误差概率的数据比特。例如，MLSE估计器224可以利用用于确定最低误差概率的符号判决的Vitrerbi算法，以尝试减轻ISI的存在。然而，特别是在低信噪比(SNR)的情况下，MLSE估计器无法充分减轻因ISI导致的符号误差。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种通信接收器、通信接收器方法和其上存储有计算机可读指令的计算机可读存储介质，该通信接收器、通信接收器方法和计算机可读存储介质提出了一种即使在低SNR环境下也以高吞吐量通信数据的简单且具有成本效率的方式。根据本发明的一个方面，提供一种通信接收器，包括:接收器前端，用于接收调制信号并将所述调制信号转换成基带调制信号；信道滤波器，用于从所述基带调制信号中减少与所述基带调制信号的期望信道相邻的信道干扰，并且产生信道滤波后的基带调制信号；解调器，用于对所述信道滤波后的基带调制信号进行解调并且恢复符号序列；数字滤波器，用于从所述符号序列中减少符号间干扰(ISI);限制器，用于基于滤波后的符号序列产生符号判决；以及符号-比特映射器，用于将所述符号判决映射至数据比特。根据本发明的另一方面，提供一种通信接收器方法，包括:接收调制信号并将所述调制信号转换成基带调制信号；从所述基带调制信号中减少与所述基带调制信号的期望信道相邻的信道干扰，并且产生信道滤波后的基带调制信号；对所述信道滤波后的基带调制信号进行解调并且恢复符号序列；利用数据处理设备的处理器从所述符号序列中减少符号间干扰(ISI);基于滤波后的符号序列产生符号判决；以及将所述符号判决映射至数据比特。根据本发明的又一方面，提供一种存储有计算机可读指令的计算机可读存储介质，在由通信接收器的处理器执行所述计算机可读指令时，使所述处理器执行如下步骤:接收调制信号并将所述调制信号转换成基带调制信号；从所述基带调制信号中减少与所述基带调制信号的期望信道相邻的信道干扰，并且产生信道滤波后的基带调制信号；对所述信道滤波后的基带调制信号进行解调以恢复符号序列；利用数据处理设备的处理器从所述符号序列中减少符号间干扰(ISI);基于滤波后的符号序列产生符号判决；以及将所述符号判决映射至数据比特。
通过参考以下结合附图所进行的详细说明，能够容易地获得对本发明更透彻的了解以及本发明许多随之而来的优点并对其有更深入的理解，其中:图1示出第一背景技术的GFSK通信系统；图2示出第背景技术：
的GFSK通信系统；图3是GFSK通信系统的框图；图4是示出具有各种BT乘积的高斯滤波器的滤波器响应波形的图；图5是示出FSK调制波形的波形图；图6是示出数字滤波器的系数的生成的框图；图7A是示出从接收到的2-GFSK信号解调得到的符号序列的图；图7B是示出图7A的符号序列滤波之后的图；图7C是示出从接收到的8-GFSK信号解调得到的符号序列的图；图7D是示出图7C的符号序列滤波之后的图；图8是示出数字滤波器的框图；图9是示出发射方法的流程图；图10是示出接收方法的流程图；图11是示出数字滤波方法的流程图；以及图12是示出数据处理设备实施例的示意框图。
具体实施例方式本发明涉及如下的通信接收器和通信接收器方法:该通信接收器和通信接收器方法充分地降低并极大地去除由GFSK发射器的脉冲成形高斯滤波器所引入的ISI，使得可以利用调制阶数较高的FSK来提高数据吞吐量。所公开的接收器和接收器方法允许使用与传统上使用的滤波器相比更加积极地对符号序列进行脉冲成形的高斯滤波器，以减轻和基本上去除频率不连续性，从而减少所占用的传输带宽。另外，所公开的接收器和接收器方法允许使用较高的FSK调制阶数，而更加积极地对较高阶数的调制符号序列进行脉冲成形。因此，所公开的接收器和接收器方法实现了增加的数据吞吐量，同时减少了所占用的传输带宽。这些以及其它优点可以由GFSK接收器实现，该GFSK接收器包括负责并去除由GFSK发射器的脉冲成形高斯滤波器所引起的ISI的滤波器。另外，所公开的接收器和接收器方法充分地降低并极大地去除由发射器调制器、接收器解调器和接收器信道滤波器所引入的ISI。此外，所公开的接收器和接收器方法提供如下的通信系统:该通信系统包含了GFSK调制的已知优点，同时减少了传统GFSK接收器的处理级，以实现更为简单、更加高效且具有成本效益的GFSK接收器。基于本发明的接收器和接收器方法的ISI的去除不限于GFSK通信系统，而且可用于从除GFSK通信系统以外的(有线的和无线的)通信系统去除ISI和其它不期望的通信产物。现在将参考图3说明实现上述优点的GFSK通信系统的实施例。图3示出GFSK通信系统300。GFSK通信系统300包括GFSK发射器302和GFSK接收器314。GFSK发射器302和GFSK接收器314可以合并在单个通信单元中作为集成的GFSK收发器，或者可以作为单独的通信单元来提供。GFSK发射器302包括数据源304、高斯滤波器306、FSK调制器308、发射器后端310和发射天线312。高斯滤波器306对从数据源304提供的符号序列进行滤波，并且将脉冲成形后的符号序列输出至FSK调制器308。FSK调制器308根据所选择的FSK调制阶数m(即，每个符号的比特数)来基于脉冲成形后的符号序列对频率&进行调制。FSK调制器308的输出被提供至发射器后端310，在发射器后端310中，该输出被上转换成发射频率并且耦合至用于无线射频(RF)发射的发射天线312。发射天线312以发射频率发射GFSK调制的发射信号。数据源304的实施例可以包括用于对符号序列添加冗余数据的前向纠错(FEC)代码发生器，以使得GFSK接收器可以使用FEC解码器校正误差而无需重新发射数据。参考图4，说明高斯滤波器306的脉冲成形特性。关于高斯滤波器306的BT乘积来说明该高斯滤波器的响应，其中B是该滤波器的_3dB半带宽，并且T是输入符号的符号周期(即，l/fsymlTOl rate)。图4示出与时间周期为T和单位振幅的矩形脉冲波形卷积的、BT=0.3,0.5和0.8的高斯滤波器的脉冲响应。分别例示出BT=0.3,0.5和0.8的高斯滤波器的脉冲响应作为输出响应波形402、404和406。在图4中，纵轴或Y轴表示脉冲响应的振幅，并且横轴或X轴表示符号时基T。如图4所示，对于较低值的BT乘积，输出响应波形406、404和402在符号时间周期T上逐渐扩展，这表示数据符号之间的ISI的引入增多。具体地，持续时间比符号周期T大的任何输出响应波形对应于具有如下BT乘积的高斯滤波器:在高斯滤波器的输入处提供符号序列时，该BT乘积导致在符号之间引入ISI。如所示的，5个符号周期之间的ISI接近约0.3的BT。在GFSK通信系统中，尽管具有低BT乘积值的高斯滤波器引入了大量ISI，但产生了带宽更为紧凑和高效的调制传输载波，这是更可取的。具体地，通过使用GFSK通信系统中的高斯滤波器来去除调制传输载波的频率不连续性，该不连续性导致调制后的传输载波的传输带宽不期望地宽。高斯滤波器的BT乘积越低，则频率不连续性的去除越好。在优选实施例中，由于以下所述的GFSK接收器滤波器，可以使用具有低BT乘积(诸如0.36或更低)的脉冲成形高斯滤波器。因而，在优选实施例中，高斯滤波器306的BT乘积为0.36。返回参考图3，FSK调制器308基于调制指数h和所选择的FSK调制阶数m对载波f0进行调制。对于所选择的FSK调制阶数m的FSK调制，将调制指数h定义为如下。⑴h=Afm/fsymbolrate其中，fsymlTOl rate是符号速率并且Afm是相邻符号的频率间隔。因而，调制指数h表示调制载波相对于其未调制的频率&的改变的程度。调制指数h还与调制后的FSK载波所占用的带宽量有关。较低的调制指数h与较小的占用频率带宽有关，并且较大的调制指数h与较大的频率带宽有关。GFSK接收器的运行错误的符号判决的易感性随着调制指数h减小而增大。GFSK接收器314的FSK调制器308可以以与传统使用相比相对高的调制阶数m和相对低的调制指数h工作。例如，FSK调制器308可以以诸如2-GFSK、4-GFSK、8-GFSK和16-GFSK的调制阶数工作，并且实施例可以利用奇数调制阶数和高达256-GFSK或更高的调制阶数。此外，FSK调制器308可以以低至1/256的调制指数h工作。然而，实施例不限于利用FSK调制，并且FSK调制器308可以由相移键控(PSK)调制器、正交振幅(QAM)调制器或其等同物来实现。2-GFSK调制阶数与I比特/符号的传输有关。因而，在以2-GFSK调制阶数工作的情况下，FSK调制器 308将频率&调制+/-A的偏移频率，以达到两个调制符号4+4和f0-flo参考图5，示出数据符号序列500、未调制的载波502和调制后的载波504。与未调制的载波502相比，调制后的载波504描述频率为的第一 FSK符号506和频率为fQ-fi的第二 FSK符号508。在图5中，纵轴或I轴表示振幅，并且横轴或X轴表示时间。此外，4-GFSK、8_GFSK和16-GFSK的调制阶数基于使用偏移频率的附加倍数的2-GFSK的扩展。也就是说，对于作为2比特/符号调制阶数的4-GFSK，FSK调制器308依赖于四个调制符号fo+A、f0-fi> f0+3f!和&-3&。返回参考图3，发射器后端310将从FSK调制器308输出的调制的载波上转换成适合RF发射的频率。发射器后端310包括将频率调制的载波&上转换成适合RF发射的频率所需的硬件电路组件。作为硬件组件的非限制性组的一部分，发射器后端310可以包括数模转换器(DAC)、压控振荡器(VCO)、锁相环(PLL)、混合器、模拟滤波器、低噪声放大器(LNA)以及被识别为用于将调制的载波上转换成适合RF发射的频率的其它硬件组件。如上所述，带宽更紧凑和高效的GFSK调制传输载波通过提供符合FCC相邻信道干扰规则的传输信号来有力地允许GFSK发射器在许可频段和未经许可的ISM频带两者下工作。此外，带宽更紧凑和高效的GFSK调制传输载波有力地允许选择简单且具有成本效益的传输放大器。因而，如脉冲成形高斯滤波器306所推进的，由于发射器后端310发射带宽紧凑的调制传输载波，因此可以使用简单、具有成本效率且高效的一类放大器来设计发射器后立而310。在通过发射器后端310进行上转换之后，从发射天线312发射GFSK调制的传输载
波信号。GFSK发射器312的实施例可以以硬件形式完全实现为硬件电路的组合。可选地，GFSK发射器302可以以硬件和软件的组合来实现。例如，数据源304、高斯滤波器306和FSK调制器308可以通过数据处理设备的处理器执行存储在计算机可读介质内的计算机可读指令来实现，而发射器后端310和发射天线312可以以硬件形式实现为硬件电路的组合。返回参考图3的GFSK通信系统300，GFSK接收器314包括接收天线16、接收器前端318、信道滤波器320、FSK解调器322、数字滤波器324、限制器326、符号到比特映射器328和数据接收装置330。GFSK接收器314在天线316处接收GFSK调制的传输载波信号(诸如由GFSK发射器302所发射的GFSK调制的传输载波信号)，并且在接收器前端318处将所接收到的GFSK调制的传输载波信号下转换成基带频率调制信号。接收器前端318包括将接收到的GFSK调制的传输载波信号下转换成基带所需的硬件电路组件。作为硬件组件的非限制性组的一部分，接收器前端318可以包括模数转换器(ADC)、压控振荡器(VCO)、锁相环(PLL)、混合器、模拟滤波器、低噪声放大器(LNA)以及被识别为用于对接收到的传输载波信号进行下转换的其它硬件组件。信道滤波器320选择性地从基带调制信号中减少与基带频率调制信号的期望信道相邻的相邻信道干扰，并且产生信道滤波后的基带调制信号。特别地，信道滤波器320减少除传输载波频率以外的频率。然而，由于信道滤波器320减少了相邻信道干扰，随着信道滤波器320的BT减小，信道滤波器320在接收到的信号中诱发附加的ISI。信号滤波器320的BT乘积可以为0.75、0 .6、0.5或更低。与传统GFSK接收器中使用的信道滤波器相比，信道滤波器320可以通过使用BT乘积较低的滤波器来更加积极地追求相邻信道干扰的减少，并且可以通过数字滤波器324充分地减少并极大地去除附加的ISI。FSK频率解调器322对信道滤波后的基带频率调制信号进行解调，以恢复符号序列。也就是说，根据用于对GFSK调制的传输载波信号进行调制的调制阶数m，FSK频率解调器322可以在频率偏移了频率&偏移频率的倍数(即，^>3^,Sf1^f1等)之间进行鉴频。例如，在I比特/符号调制阶数(即，2-GFSK)的情况下，频率解调器322在两个频率L+A与fcrfi之间进行鉴频以产生输出信号，其中fo是载波频率。在2-GFSK的情况下，fo+fi可以与解调逻辑“I”相关，并且fcrfi可以与解调逻辑“O”相关。如上所述，可以基于偏移频率的附加倍数来实现诸如4-GFSK、8-GFSK和16-GFSK的更多调制阶数。FSK频率解调器322可以由任何频率解调器来实现，其提供与其输入处的瞬时频率成比例的输出。为了实现较高调制阶数的高保真度，FSK频率解调器322的优选实施例包括数字信号处理器(DSP)频率解调器，该数字信号处理器(DSP)频率解调器在比信道滤波器320宽的带宽内进行d Θ /dt，其中Θ是FSK频率解调器322的输入的瞬时相位。FSK频率解调器322输出恢复的符号序列。从FSK频率解调器322输出的恢复符号序列存在ISI。该ISI基本上是由发射GFSK调制的传输载波信号的发射器的脉冲成形高斯滤波器(诸如GFSK发射器302的脉冲成形高斯滤波器306)所引起的。由于从FSK频率解调器322输出的恢复符号序列存在ISI，因此恢复符号序列的“眼图”失效(collapse)。为了去除ISI，在通过限制器326进行符号判决之前，由数字滤波器324对解调后的数据输出信号进行滤波以去除ISI。因而，数字滤波器324打开从FSK频率解调器322输出的恢复符号序列的“眼图”，使得即使在高调制阶数m和低SNR的情况下，限制器326所进行的符号判决具有较少误差。数字滤波器324基于多个系数来充分地减少和极大地去除ISI。数字滤波器324还基于该多个系数进行与由后检测滤波器124进行的滤波相似的滤波。以下与图6相关联地说明用于确定该多个系数的技术，并且以下与图8相关联地说明数字滤波器324的操作。由于数字滤波器324去除ISI并且还进行后检测滤波，因此GFSK接收器314被设计成至少如传统的GFSK通信系统那样简单和具有成本效益，但具有更好的性能。返回参考图3，限制器326基于通过数字滤波器324滤波后的符号序列产生符号判决。基于滤波后的符号序列，限制器326能够毫无误差地在若干FSK符号中进行鉴频。因此，数字滤波器324的使用使得GFSK发射器302的FSK调制器308能够基于比传统上使用的调制阶数更高的调制阶数工作。因此，数据吞吐量增加。数据吞吐量还因数字滤波器324去除了 ISI而增加，这是因为限制器326能够更少误差地进行符号判决，这导致较少的重新发射。在通过限制器326产生符号判决之后，符号-比特映射器328将符号判决映射为数据比特。依赖于调制阶数m，输入至符号-比特映射器328的一个符号可以对应于1、2、4或更多数据比特。符号-比特映射器328还可以将输入信号映射至奇数编号的数据比特。此外，限制器326和/或符号-比特映射器328的实施例可以包括FEC解码器，FEC解码器使用冗余数据进行纠错而无需重新发射数据。由符号-比特映射器328输出的数据比特被提供至数据接收装置330。GFSK接收器314的实施例可以以硬件形式完全实现为硬件电路的组合。可选地，GFSK接收器314可以以硬件和软件的组合来实现。例如，接收天线316和接收器前端318可以硬件形式实现为硬件电路的组合，而信道滤波器320、FSK解调器322、数字滤波器324、限制器326、符号-比特映射器328和数据接收装置330可以通过数据处理设备的处理器执行存储在计算机可读介质中的计算机可读指令来实现。图6是示出用于确定多个系数的操作600的流程图。尽管参考关于GFSK接收器314的数字滤波器324的滤波器系数的确定来说明图6，但操作600可应用于确定除GFSK接收器314以外的接收器的数字滤波器中所使用的系数。同样，可以利用图6所示的操作来确定要在数字滤波方法1100中使用的系数。参考图6，在602处提供符号时间T的矩形脉冲。该矩形脉冲被提供至高斯滤波器604。如以上参考图4所述，高斯滤波器604的输出响应将依据高斯滤波器604的BT乘积而改变。可改变高斯滤波器604的BT乘积，以产生基于特定BT乘积的高斯滤波器的数字滤波器系数。换句话说，根据操作600所确定的数字滤波器系数至少将依据高斯滤波器604的BT乘积而改变。在图6所示的操作600的实施例中，高斯滤波器604的BT乘积为0.36并且高斯滤波器604的输出响应在5T时间段上延伸。高斯滤波器604的输出被提供至频率调制器606，其中，可以基于FSK调制器(诸如FSK调制器308)的已知属性对频率调制器606建模。频率调制器606可以基于FSK调制器308的调制传递函数。根据操作600所确定的数字滤波器系数将依据频率调制器606的调制传递函数而改变。频率调制器606的输出被提供至信道滤波器608。信道滤波器608的BT乘积例如可以依据GFSK接收器314的信道滤波器320的BT乘积而改变。根据操作600所确定的数字滤波器系数也将依据信道滤波器608的BT乘积而改变。信道滤波器608的输出被输入至频率解调器610，其中，可以基于FSK解调器(诸如FSK解调器322)的已知属性对频率解调器610进行建模。频率解调器610可以基于FSK解调器322的调制传递函数。根据操作600所确定的数字滤波器系数还将依据频率解调器610的调制传递函数而改变。注意，尤其在信道滤波器608为BT乘积大于或等于0.75的线性相位型且频率调制器606和频率解调器610两者的调制传递函数为I (unity)的情况下，可以从操作600省略频率调制器606、信道滤波器608和频率解调器610。在操作600的优选实施例中，信道滤波器608的BT为0.75或更小。此外，在频率调制器606、信道滤波器608和频率解调器610中可以包括发射器后端和接收器前端，使得在操作600中可以负责通信系统的发射器后端和接收器前端的响应。在612中，通过快速傅立叶变换(FFT)将频率解调器610的输出变换至频域。在612中，FFT输出高斯滤波器604、频率调制器606、信道滤波器608和频率解调器610的集合响应(包括引起ISI的响应)的频域表示。集合响应的频域表示包括在612中从FFT输出的多个频率仓(frequency bin)内。依据操作600中是否包括频率调制器606、信道滤波器608和频率解调器610，集合响应将相应地改变。此外，集合响应将依据操作600中是否包括发射器后端和接收器前端而改变。由FFT612输出的多个频率仓各自的大小被提供至比较器614，以与预定值δ进行比较。具体地，在比较器614处发生比较，使得在频率仓的大小小于或等于δ的情况下，将该频率仓设置为等于δ。否则，频率仓不变。在比较器614之后，将更新后的频率仓作为除数提供至除法器616的第一输入。比较器614处的比较防止噪声增益。在操作600的情况下，比较器614处的比较通过防止除法器616的除数过于接近O来防止噪声增益。δ的值已被识别为针对使用通过操作600所确定的系数的数字滤波器的高频衰减的结果有效变量。具体地，可以改变操作600中所使用的δ的值，以实现具有期望高衰减频率响应的数字滤波器而不会使滤波器的奈奎斯特(Nyquist)响应劣化，这对去除ISI是必需的。在选择δ以确定数字滤波器的期望高衰减频率时，通过高衰减响应来实现后检测滤波。这样，比较器614处的比较和δ的选择赋予了后检测滤波器124的功能性。在操作600的优选实施例中，通过经验确定δ的值为实数5Χ10_3。可以根据如上所述的期望衰减响应使用δ的其它值。继续参考图6，在618处将单位脉冲提供至奈奎斯特滤波器620。如上所述，除了η=0以外，Nyquist滤波器(诸如奈奎斯特滤波器620)的脉冲响应对于所有的ηΤ都为0，如图6所示。在图6所示的操作600的实施例中，奈奎斯特滤波器620的输出响应在5Τ时间段上延伸。
FFT622将奈奎斯特滤波器620的输出变换至频域。FFT622的输出是多个频率仓，其中这些频率仓作为被除数被提供至除法器616的第二输入。除法器616将FFT622的输出除以比较器614的输出。在除法器616之后，在Nyquist频率fs/2处可以可选地将O附加至除法器616的输出，以在期望的情况下创建奇数编号的频率仓。具有奇数编号的频率仓创建作为整数次采样的结果滤波器的组延迟。在除法器616和逆快速傅立叶变换(IFFT) 626之间发生O的可选插入。除法器616的商输出表示集合响应和奈奎斯特滤波器620的脉冲响应之间的差的度量，其中集合响应是(I)高斯滤波器604、(2)频率调制器606、(3)信道滤波器608和(4)频率解调器610的响应。集合响应可以依据包括或排除频率调制器606、信道滤波器608和频率解调器610而改变。如上所述，尤其是在信道滤波器608为BT乘积大于或等于0.75的线性相位型且频率调制器606和频率解调器610两者的调制传递函数为I的情况下，可以从操作600中省略频率调制器606、信道滤波器608和频率解调器610。通过基于除法器616所输出的差的度量生成数字滤波器系数，可以使用包括所生成的数字滤波器系数的数字滤波器来基本上去除由高斯滤波器604、频率调制器606、信道滤波器608和频率解调器610所引入的ISI。除法器616的输出无论在Nyquist频率fs/2处是否附加有O都被提供至IFFT626。IFFT626将从除法器616输出的频率仓转换成实时输出时域信号。如628所示，IFFT626的输出提供数字滤波器系数。在O被添加至除法器616的输出的情况下，IFFT块626的实时时域输出包括在5T的时间段内的米样或者时间段5T内多个米样加I个米样。使用通过操作600所确定的数字滤波器系数，可以实现用于去除ISI的恒定系数的数字滤波器，该数字滤波器将包括高斯滤波器的通信系统的响应转换成具有奈奎斯特响应+后检测滤波器的响应的响应。通过在接收器处去除因高斯滤波器所引起的ISI，即使在SNR低和使用高调制阶数的情况下，也可以较少误差地进行符号判决。按照操作600，可以负责和补偿归因于(I)高斯滤波器、(2)发射器调制器、(3)发射器后端、(4)接收器前端、(5)信道滤波器和(6)接收器解调器的其中一个或多个的ISI。然而，操作600不限于负责和补偿归因于上述发射器和接收器组件的ISI，并且本领域技术人员将认识到:可以负责和补偿归因于其它发射器和接收器组件的ISI。参考GFSK通信系统300作为示例，可以基于通过操作600所确定的数字滤波器系数来负责和补偿归因于以下组件的IS1: (I)高斯滤波器306、(2)FSK调制器308、(3)发射器后端310、(4)接收器前端318、(5)信道滤波器320和(6) FSK解调器322。图7A、7B、7C和7D示出数字滤波器324所进行的滤波的效果。在图7A、7B、7C和7D中，纵轴或y轴表示振幅，并且横轴或X轴表示时间。图7A示出根据接收到的2-GFSK信号解调后的符号序列。如图7A所示，针对2-GFSK符号限制，不是每个符号都达到全振幅。相反，符号序列的“眼图”因ISI而失效。图7B示出图7A的符号序列在通过数字滤波器324按照由操作600所确定的数字滤波器系数进行滤波之后的符号序列。如图7B所示，符号达到完全2-GFSK符号振幅，并且该序列的“眼睛”没有崩溃。因此，与图7A相比，图7B示出已通过数字滤波器324去除了ISI。如图7C所示，来自接收到的8-GFSK信号的解调符号序列的“眼图”的失效与图7A相比更加明显。如图7C所示，对于8-GFSK符号限制，不是每个符号都接近其各自的符号水平。相反，符号序列的“眼图”因ISI而失效。图7D示出图7C的符号序列在通过数字滤波器324按照由操作600所确定的数字滤波器系数进行滤波之后的符号序列。如图7D所示，这些符号达到各自的8-GFSK符号水平，并且该序列的“眼图”没有失效。因此，与图7C相比，图7D示出已通过数字滤波器324去除了 ISI。随着解调符号序列的“眼图”变得更加失效，确定符号的原始逻辑水平更易出现符号判决误差。特别是在较高的调制阶数处，如图7C那样，在基于多个阈值一次对两个以上的符号水平进行区分的情况下，确定符号的原始逻辑水平很难且容易出错。如此，特别是在低SNR处，传统GFSK接收器中的限制器易于做出错误的符号判决。然而，对于GFSK接收器314的限制器326，在图7D所示的符号序列的符号水平之间进行区分不易出错。现在将参考图8来附加说明数字滤波器324的结构和操作。图8示出数字滤波器324的优选实施例，即恒定系数有限脉冲响应(FIR)数字滤波器800。具体地，图8的FIR数字滤波器800包括延迟单元802链、乘法器单元804链以及求和单元806。FIR数字滤波器单元800还可以由如下FIR数字滤波器来实现:该FIR数字滤波器基于FIR数字滤波器的已知结构相对于图8所示的数字滤波器改变结构。 延迟单元802链中的延迟单元的数量和乘法器单元804链中的乘法器单元的数量是基于接收符号的符号速率、数字滤波器采样频率fs、脉冲成形高斯滤波器306的BT乘积和信道滤波器320的BT乘积中的至少一个来确定的。数字滤波器采样频率fs必须大于或等于奈奎斯特采样频率，其中，奈奎斯特采样频率为FSK解调器322的输出处的信号的带宽的两倍。在FIR数字滤波器800的操作中，将符号序列(诸如由FSK解调器322恢复得到的符号序列)输入至延迟单元802链。每个延迟单元802和相应的乘法器单元804包括利用各自的滤波器系数对输入符号序列的符号进行加权的加权级。在图8中，[X]表示输入符号序列，诸如由F SK解调器322恢复得到的符号序列。延迟单元802链中的每个延迟单元针对一个符号周期存储输入符号序列的相应符号，并且将所存储的符号输出至下一延迟单元802。如图8所示，在各延迟单元802之前、之间和之后抽出符号，以在各乘法器804处将抽出的符号与各自的滤波器系数Ac1-An相乘。如上参考图6所述，确定系数Atl-Ap将各乘法器804的输出作为输入提供至求和单元806。求和单元806针对每个符号周期T来对乘法器804的输出求和，以产生输出符号序列[Y]的一个符号。FIR数字滤波器800去除输入符号序列[X]的符号中的ISI，并且输出符号序列[Y]基本上不存在ISI。基于滤波器系数Aq-An,数字滤波器324和FIR数字滤波器800实现将脉冲成形高斯滤波器的脉冲响应有效转换成同于具有奈奎斯特脉冲响应的滤波器德均衡滤波器。如图6所示，除了 η=0(η是整数)以外，奈奎斯特滤波器的脉冲响应对于所有的ηΤ而言都为O。基于奈奎斯特响应，可以从通过奈奎斯特滤波器滤波后的符号序列中基本上消除ISI。数字滤波器324和FIR数字滤波器800被设计成从接收到的信号中去除残留的ISI直到1000中的一部分(即，0.1%)或更少。另外，如以上参考图6所述，数字滤波器324和FIR数字滤波器800还被配置为基于滤波器系数Ac1-An进行后检测滤波。数字滤波器324和FIR数字滤波器800所进行的后检测滤波与后检测滤波器124所进行的后检测滤波类似。FIR数字滤波器800可以以硬件形式完全实现为硬件电路的组合。可选地，FIR数字滤波器800可以通过数据处理设备的处理器执行计算机可读指令来以软件形式实现。图9是示出发射方法900的流程图。发射方法900包括902中的符号序列的脉冲成形、904中的调制、906中的上转换和908中的发射。为了执行发射方法900，在902中对由诸如数据源304的数据源提供的符号序列进行脉冲成形。902中的脉冲成形可以由诸如高斯滤波器306的脉冲成形高斯滤波器实现，并且步骤902将ISI引入符号序列。在904中，根据脉冲成形后的符号序列对频率&进行调制以生成调制信号。904中的调制可以由FSK调制器308实现。906中的上转换可以由包括上转换器和放大器的发射器后端(诸如发射器后端310)实现。906中的上转换将调制信号上转换成适合RF发射的频率。在908中，可以使用适当的发射天线实现RF发射。图10是示出接收方法1000的流程图。接收方法1000包括:在1002中接收发射信号、在1004中将接收信号下转换成基带调制信号、在1006中对基带调制信号进行滤波以去除相邻信道干扰、在1008中对信道滤波后的基带调制信号进行解调以恢复符号序列、在1010中对符号序列进行滤波、在1012中基于滤波后的符号序列产生符号判决、以及在1014中将符号判决映射至数据比特。为了执行接收方法1000，在1002中，在诸如天线316的天线处接收发射信号。例如，由接收器前端318实现1004中的下转换，其中该下转换将接收到的信号转换成基带调制信号。可以通过信道滤波器实现1006中的相邻信道干扰的去除，该信道滤波器可以引入除已存在于接收到的信号中的任何ISI以外的ISI。1006中的相邻信道干扰的去除可以由诸如信道滤波器320的信道滤波器实现。1008中的信道滤波后的基带调制信号的解调可以由提供与其输入处的瞬时频率成比例的输出的任何适当解调器(诸如频率解调器322)实现。在1008中产生包括符号序列中的ISI的恢复符号序列。在1010中，基本上去除了存在于恢复符号序列中的ISI，这与传统技术相比提供了优点。1010中的ISI去除可以由以上作为FIR滤波器800进一步详细说明的数字滤波器(诸如数字滤波器324)实现。在1010中通过滤波去除ISI的情况下，在1012中，即使在SNR低的情况下也可以基本无误差地进行精确的符号判决。例如，限制器326可以使用基本上不存在ISI的滤波符号序列来在1012中产生符号判决。在1014中，可以通过使用符号-比特映射器328对1012中产生的符号判决进行映射来恢复数据比特。图11是示出数字滤波方法1100的流程图。根据数字滤波方法1100，对符号序列进行滤波。具体地，在1102中确定符号序列的符号集，并且在1104中，将所确定的符号集的每个符号乘以相应的滤波器系数。在1106中，对与相应的滤波器系数相乘之后的、所确定的符号集中的每个符号进行求和，以产生第一滤波符号。在1108中，输出第一滤波符号。然后，在步骤1110中通过移位来更新所确定的符号集。例如，可以基于先进后出符号延迟链(诸如延迟单元802链)利用一个符号更新所确定的符号集。在更新之后，在1104中将所确定的符号集乘以滤波器系数并且在1106中再次求和。因而，在1108中，基于1110中的所确定的符号集的更新来输出第二滤波符号。如图11所示，数字滤波方法1100是迭代的，并且其产生滤波后的输出符号序列。例如，1104中的乘法可以由乘法器单元804实现，并且1106中的求和可以由求和单元806实现。数字滤波方法1100的各系数可以是滤波器系数A0_An。尽管参考GFSK通信系统300说明了方法900、1000和1100，但可以使用现有技术中被理解为与针对GFSK通信系统300所述的发射器和接收器的硬件电路等同的发射器和接收器的硬件电路来进行这些方法。此外，可以使用硬件、软件或者硬件和软件的组合来实现方法900、1000和1100。例如，如以下参考图12来附加说明的，接收方法1000可以由数字处理设备的处理器根据一组计算机可读指令来整体或部分实现。根据使用执行计算机可读指令的数据处理设备所实现的实施例，这些计算机可读指令存储在计算机可读存储介质上，其中这些计算机可读指令在由处理器执行的情况下，配置并且指示处理器和/或处理设备进行GFSK发射器300、GFSK接收器314、操作600的特征以及方法900、1000和1100。计算机可读存储介质的非限制性示例包括随机存储存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、光盘(CD) (DVD)和磁性存储介质。图12示出数据处理设备实施例1200。数据处理设备1200包括系统总线1202、处理器1204、RAM1206、R0M1208和数据输入/输出接口 1210。在一些实施例中，处理器1204包括集成的ADC1212和/或集成的DAC1214。可选地，ADC1212和DAC1214可以与处理器1204分开并且经由数据总线1202和/或输入/输出接口 1210耦合至处理器1204。在操作时，将计算机可读程序指示从RAM1206、ROMl208和其它存储介质(未示出)中的至少一个载入处理器1204以供执行。在由处理器1204执行的情况下，计算机可读程序指示配置和指示处理器1204执行GFSK发射器300、GFSK接收器314、操作600的特征以及方法900、1000和1100。另外，为了便于数据处理设备实现接收方法1000，可以使用ADC1212将接收到的调制信号转换成接收到的调制数据信号，使得处理器1204能够在接收到的调制信号的数字副本下工作。此外，连同数据处理设备所进行的发送方法900的处理一起，DAC1214可以将调制数字信号转换成模拟调制信号，以作为模拟调制信号进行传输。处理器1204可以包括通用的中央处理单元(CPU)、数字信号处理器(DSP)、现场可编程门阵列(FPGA)或专用集成电路(ASIC)。考虑到上述说明可以进行通信接收器和通信接收器方法的各种变形。因而，可以基于本领域技术人员能够理解的识别的等同物来实践除如上具体说明的以外的通信接收器和通信接收器方法。
权利要求
1.一种通信接收器，包括: 接收器前端，用于接收调制信号并将所述调制信号转换成基带调制信号； 信道滤波器，用于从所述基带调制信号中减少与所述基带调制信号的期望信道相邻的信道干扰，并且产生信道滤波后的基带调制信号； 解调器，用于对所述信道滤波后的基带调制信号进行解调并且恢复符号序列； 数字滤波器，用于从所述符号序列中减少符号间干扰(ISI)； 限制器，用于基于滤波后的符号序列来产生符号判决；以及 符号-比特映射器，用于将所述符号判决映射至数据比特。
2.根据权利要求1所述的通信接收器，其中， 所述通信接收器包括高斯频移键控(GFSK)接收器。
3.根据权利要求1所述的通信接收器，其中， 所述数字滤波器包括奈奎斯特均衡滤波器，所述奈奎斯特均衡滤波器基于奈奎斯特响应从所述符号序列中减少ISI。
4.根据权利要求1所述的通信接收器，其中， 所述数字滤波器包括多个加权级，其中，每个加权级利用基于高斯滤波器的脉冲响应的各滤波器系数对所述符号序列的符号进行加权。
5.根据权利要求1所述的通信接收器，其中，` 所述数字滤波器包括多个加权级，其中，每个加权级利用如下的各滤波器系数对所述符号序列的符号进行加权:所述各滤波器系数基于所述数字通信接收器的确定的脉冲响应与所述调制信号的发射器的确定的脉冲响应的集合。
6.根据权利要求1所述的通信接收器，其中， 所述数字滤波器包括多个加权级，其中，每个加权级利用如下的各滤波器系数对所述符号序列的符号进行加权:所述各滤波器系数基于高斯滤波器的确定的脉冲响应与所述信道滤波器的确定的脉冲响应的集合。
7.根据权利要求1所述的通信接收器，其中， 所述数字滤波器包括多个加权级，其中，每个加权级利用如下的各滤波器系数对所述符号序列的符号进行加权:所述各滤波器系数基于奈奎斯特滤波器的确定的脉冲响应除以高斯滤波器的确定的脉冲响应与所述信道滤波器的确定的脉冲响应的集合响应。
8.根据权利要求7所述的通信接收器，其中， 比较器，用于将所述集合响应的各频率分量与预定的实数进行比较，并且在所述集合响应的频率分量小于所述预定的实数的情况下，利用所述预定的实数替换所述频率分量，以产生修正的集合响应，以及 除法器，用于将所述奈奎斯特滤波器的确定的脉冲响应除以所述修正的集合响应，以确定所述各滤波系数。
9.根据权利要求7所述的通信接收器，其中， 所述高斯滤波器的半带宽与符号速率的比(BT)为0.36或更低，以及 所述信道滤波器的半带宽与符号速率的比(BT)小于0.75。
10.一种通信接收器方法，包括: 接收调制信号并将所述调制信号转换成基带调制信号；从所述基带调制信号中滤除与所述基带调制信号的期望信道相邻的信道干扰以减少信道干扰，并且产生信道滤波后的基带调制信号； 对所述信道滤波后的基带调制信号进行解调以恢复符号序列； 通过数据处理设备的处理器对所述符号序列进行滤波，以从所述符号序列中减少符号间干扰(ISI)； 基于滤波后的符号序列产生符号判决；以及 将所述符号判决映射至数据比特。
11.根据权利要求10所述的通信接收器方法，其中，对所述符号序列进行滤波以减少ISI包括: 确定奈奎斯特滤波器的脉冲响应； 基于所述奈奎斯特滤波器的脉冲响应确定多个滤波器系数；以及 基于所述多个滤波器系数来对所述符号序列进行滤波以减少ISI。
12.根据权利要求10所述的通信接收器方法，其中，对所述符号序列进行滤波以减少ISI包括: 确定高斯滤波器的脉冲响应； 基于所述高斯滤波器的脉冲响应确定多个滤波器系数；以及 基于所述多个滤波器系数来对所述符号序列进行滤波以减少ISI。
13.根据权利要求10所述的通信接收器方法，其中，对所述符号序列进行滤波以减少ISI包括: 确定高斯滤波器的脉冲响应； 确定滤波信道干扰的脉冲响应； 聚合所述高斯滤波器的脉冲响应与所述滤波器信道干扰的脉冲响应，以产生集合响应； 基于所述集合响应确定多个滤波器系数；以及 基于所述多个滤波器系数来对所述符号序列进行滤波以减少ISI。
14.根据权利要求10所述的通信接收器方法，其中，对所述符号序列进行滤波以减少ISI包括: 确定高斯滤波器的脉冲响应； 确定滤波信道干扰的脉冲响应； 聚合所述高斯滤波器的脉冲响应与所述滤波器信道干扰的脉冲响应，以产生集合响应； 确定奈奎斯特滤波器的脉冲响应； 将所述奈奎斯特滤波器的脉冲响应除以所述集合响应，以产生商； 基于所述商来确定多个滤波器系数；以及 基于所述多个滤波器系数来对所述符号序列进行滤波以减少ISI。
15.根据权利要求14所述的通信接收器方法，其中， 所述高斯滤波器的半带宽与符号速率的比(BT)为0.36或更低，以及 所述信道滤波器的半带宽与符号速率的比(BT)小于0.75。
16.根据权利要求14所述的通信接收器方法，其中，聚合所述高斯滤波器的脉冲响应与所述滤波信道干扰的脉冲响应包括: 确定频率调制器的脉冲响应； 确定将所述调制信号转换成基带信号的脉冲响应；以及 聚合所述高斯滤波器的脉冲响应、所述滤波信道干扰的脉冲响应、所述频率调制器的脉冲响应和将所述调制信号转换成基带信号的脉冲响应，以产生所述集合响应。
17.根据权利要求10所述的通信接收器方法，其中，对所述符号序列进行滤波以减少ISI包括: 确定高斯滤波器的脉冲响应； 确定滤波信道干扰的脉冲响应； 聚合所述高斯滤波器的脉冲响应与所述滤波信道干扰的脉冲响应，以产生集合响应； 将所述集合响应变换至频域，以输出多个频率仓； 利用预定值替换所述多个频率仓中的大小小于所述预定值的频率仓，以产生修正的频域集合响应； 确定奈奎斯特滤波器的脉冲响应； 将所述奈奎斯特滤波器的脉冲响应转换至频域，以输出奈奎斯特频域响应； 将所述奈奎斯特频域响应除以所述修正的频域集合响应，以产生商； 基于所述商确定多个滤波器系数；以及 基于所述多个滤波器系数来对所述符号序列进行滤波以减少ISI。
18.一种存储有计算机可读指令的计算机可读存储介质，在通过通信接收器的处理器执行所述计算机可读指令时，使所述处理器执行以下步骤: 接收调制信号并将所述调制信号转换成基带调制信号； 从所述基带调制信号中滤除与所述基带调制信号的期望信道相邻的信道干扰以减少信道干扰，并且产生信道滤波后的基带调制信号； 对所述信道滤波后的基带调制信号进行解调以恢复符号序列； 对所述符号序列进行滤波，以从所述符号序列中减少符号间干扰(ISI)； 基于滤波后的符号序列产生符号判决；以及 将所述符号判决映射至数据比特。
19.根据权利要求18所述的计算机可读存储介质，其中，对所述符号序列进行滤波以减少ISI包括: 确定奈奎斯特滤波器的脉冲响应； 基于所述奈奎斯特滤波器的脉冲响应确定多个滤波器系数；以及 基于所述多个滤波器系数来对所述符号序列进行滤波以减少ISI。
20.根据权利要求19所述的计算机可读存储介质，其中，对所述符号序列进行滤波包括: 确定高斯滤波器的脉冲响应； 基于所述高斯滤波器的脉冲响应确定多个滤波器系数；以及 基于所述多个滤波器系数来对所述符号序列进行滤波以减少ISI。
21.根据权利要求18所述的计算机可读存储介质，其中，对所述符号序列进行滤波包括:确定高斯滤波器的脉冲响应； 确定所述滤波信道干扰的脉冲响应； 聚合所述高斯滤波器的脉冲响应与所述滤波器信道干扰的脉冲响应，以产生集合响应； 基于所述集合响应确定多个滤波器系数；以及 基于所述多个滤波器系数来对所述符号序列进行滤波以减少ISI。
22.根据权利要求18所述的计算机可读存储介质，其中，对所述符号序列进行滤波包括: 确定奈奎斯特滤波器的脉冲响应； 确定高斯滤波器的脉冲响应； 将所述奈奎斯特滤波器的脉冲响应除以所述高斯滤波器的脉冲响应，以产生商； 基于所述商来确定多个滤波器系数；以及 基于所述多个滤波器系数来对所述符号序列进行滤波以减少ISI。
全文摘要
高斯频移键控(GFSK)接收器包括接收器前端，用于接收GFSK调制信号并将接收到的GFSK调制信号转换成基带频率调制信号；信道滤波器，用于减少与所述基带频率调制信号的期望信道相邻的信道干扰；解调器，用于对信道滤波后的基带调制信号进行解调并且恢复符号序列；数字滤波器，用于从所述符号序列中减少符号间干扰(ISI)；限制器，用于基于滤波后的符号序列来产生符号判决；以及符号-比特映射器，用于将所述符号判决映射至数据比特。
文档编号H03D7/16GK103155408SQ201180047301
公开日2013年6月12日 申请日期2011年5月3日 优先权日2010年7月30日
发明者罗伯特·E·鲁凯特 申请人:美国胜赛斯公司