平方电路、集成电路、无线通信单元以及相关方法

专利名称：平方电路、集成电路、无线通信单元以及相关方法
技术领域：
本发明有关于一种平方电路、集成电路、无线通信单元及相关方法。本发明应用于，但不限于应用于一包含用于无线通信单元的平方电路的集成电路中。
背景技术：
在无线通信系统的技术领域中，需要在无线电接入网络中应用功率控制技术以准许基站(全球移动通信系统(universal mobile telecommunication system, UMTSTM)中的第三代合作伙伴计划(3rd generation partnership project, 3GPPTM)通信标准中的Node-B)中的收发器以及用户无线电通信单元(3GPPTM通信标准中的一用户设备(Userequipment, UE))中的收发器去校正其传送器的输出功率电平，从而计算出他们彼此间的地理距离。UE与基站(例如Node-Β)的收发器之间的距离越近，UE与Node-B的收发器需要传送的功率则越低，这是因为被传送的信号将会被其他的通信单元所接收。这样的传送‘功 率控制’特征不但节省了 UE的电池功率，还有助于降低通信系统中的潜在干扰电平。UE的初始功率配置，以及其他的控制信息，通常依据每一特定通信单元中的信标物理通道所提供的信息来进行设置。对这样的无线通信单元的输出功率电平的精准控制通常通过应用一反馈路径从传送器的输出端传送一部分传送信号至处理电路，以使传送信号的当前功率电平得到测量，藉此调整所需的增益予以实现。此外，现有的射频(RF)传送器大多使用线性功率放大器(PA)去开启无线通信单元以传送大量的处于一有限频宽内的资料。因此，这样的现有RF传送器的功效通常很低，这是由于低效率的线性PA被使用的缘故。因此，作为对RF传送器内的现有线性PA的一替代实作方式，线性化技术通常应用于线性PA中。且大部分线性化技术需要使用来自线性PA的一输出的反馈信号。因此，基于上述功率控制和/或线性化的原因，需要对将被传送的射频信号进行反馈，以使得对初始基频信号的适度信号处理和/或传送路径中的成分或电路可以得到控制。从而，现在的无线传送器通常包含一反馈路径以将传送信号回送至数字处理模块，以测量即将被传送信号的功率电平或线性度。该测量到的信息用于控制例如传送链的增益级。因此，该反馈路径通常包含一功率侦测器电路/架构。通常该功率侦测器电路包含一下变频接收器，用于转换及减弱该传送RF信号至一基频输出信号，该基频输出信号能够被数字化处理以计算出该传送信号的均方根(rootmean square, RMS)值。通常该RF下变频低噪声放大器(LNA)以及该下变频混频器被设计为温度稳定增益，以确保于一宽温度范围内，电路的增益不会发生变化。该输入信号通常来自一功率放大稱合器，该功率放大稱合器置于该PA输出端与一双联开关之间。在上述反馈路径中，一用于转换RMS信号至一 DC信号的转换电路,亦指一 RMS至DC转换器，可得以使用。RMS至DC转换器用于将任意一信号的RMS值转换至一表示该信号实际功率电平的类似DC的信号。通常在RMS至DC转换器中，会使用一用于对微波频率的功率进行近似测量的平方单元架构，如图I所示。高性能的平方单元通常可分为下面两种类型(i)用于实现上述平方功能的乘法器电路；(ii)直接使用MOS晶体管的跨导平方律特性的电路。图I所示为一种包含宽频带匹配的平方电路的温度稳定的RMS至DC转换器的架构100的结构示意图。该RMS至DC转换器通过将一输入信号105提供至一第一平方单元/电路(标记为X2) 110予以实现。该平方单元/电路的输出端产生一输出电压，该输出电压藉由输出电流信号可被判定为一负载电阻，该负载电阻的另一端耦接至一供给电压。该第一平方单元/电路110的输出端电压具有高频成分，该高频成分经由一滤波电容以滤波产生一低频信号至一误差放大器的非反向输入端。该误差放大器的反馈 路径115中包含一第二平方单元/电路(标记为X2) 120，且该反馈路径115形成一模拟追踪回路使得该误差放大器的输入端的电压被设置为零。该误差放大器的输出端的信号则代表输入信号105的RMS值，该输出端信号同时作为该第二平方单元/电路120的输入信号。在该电路中，该RMS电压还经由一缓冲器进行测量以增加该测量后电压的幅度，以用于功率测量系统中。通过将该平方单元/电路110，120实现为三个晶体管串行连接的双曲线(multi-tanh)跨导单元，在该电路中近似从DC至微波频率的平方律可予以实现。但是需要注意的是，图I所示意的架构还会使得该误差放大器输入端对DC偏移很灵敏，从而会限制电路的实际动态范围。因此为了降低输入端对上述DC偏移的灵敏度，需要增加电路复杂度以对内部偏移进行自动调零。此外，图I的架构还会在误差放大器的输出端产生噪声，该输出端噪声取决于该反馈路径的增益。由于该反馈路径包含一平方功能，该反馈路径的增益与信号幅度成正比例。因此，该系统的噪声增益还会增加小信号电平，从而再次限制了上述动态范围。此外需注意的是，若该系统运作于一集成电路中，上述侦测系统包含的模拟滤波器由于尺寸较大还会占据较大的电路板面积。文献“一种使用具有源极跟随器的二输入端平方电路的MOS四象限模拟乘法器”(Ho-Jun Song , Choong-Ki Kim, IEEE JSSC, vol. 25, No. 3, June 1990)揭露了两个电压(VI和V2)的乘法功能，该乘法功能基于计算“该两个电压的总和的平方”与“该两个电压的差值的平方”之间的差值予以实现，其中Vo = (V^V2)2- (V1-V2)2 = 4 · V1 · V2(I)上述平方功能藉由使用一实作于饱和区域的MOS晶体管的漏极电流ID与栅极-源极间电压VGS之间的平方律关系予以实现。若Vl与V2分别应用至MOS晶体管的栅极与源极，其漏极电流系与上述电压差值的平方成正比例1D=Y其中，K=μ。.Cox(2)其中，μ ^代表载子迁移率，Cox代表单位面积内的栅极电容值，Vt代表上述MOS晶体管的阈值电压。该平方电路核心200具有两个差分输入对电压Vl (VI+与Vl-)及V2 (V2+与V2-)以及一单端输出电流(Isq)，如图2所示。在图2中，晶体管Ml与M2作为源极追随器级分别将差分输入电压(V2+与V2-)传送至晶体管M3与Μ4的源极。由于上述平方功能，该源极追随器两端的电压与栅极输入信号的电压电平无关。实际运行中，该源极追随器的电流会随着输入电压而发生变化，因此需要在“平方晶体管”(M3与M4)中流过更多的电流。而为了减低这种影响，上述源极追随器晶体管的宽长比与“平方晶体管”的宽长比之间的关系应该如下
(W)(W)y 了
V J Μ Μ2 V(3)以及需要满足下述条件ι, --Mt)把a)2
^ V L Ju3,M4(4)依据上述程式(I)，通过将两个输入电压的“差值的平方”与“总和的平方”相减， 可以实现两个输入电压的乘法功能。因此，若第二平方单元配置为实现该“差值的平方”，以及若Vl=V2=Vin，如同图3中所示的同时具有差分输入以及差分输出(Il-IO)的核心平方电路就很有可能得以实现。(Λ-4)Ivm2
[V L JmS,6JS J(5)但是，对上述电路的分析存在一个重要的前提条件，即源极追随器设备(M1-M4)需提供一大于输入信号电压的恒定的电压降。而且在实际运作中，一旦源极追随器的电流发生变化，源极追随器的电压也会发生改变，以提供电流值至平方电路装置(M5-M8)。上述文献中也注明了“这一点正是这种类型的乘法器的重大缺陷之一”。同时，除了上述缺陷之夕卜，文献中的MOS晶体管还存在其他的非理想因素，例如“速度饱和”、“迁移率减低”、“短沟道效应”以及“设备间失配”等。因此，亟需一种改善的集成电路以及相关的运作方法，能够很好地应用至宽频功率侦测器中及实作于对输入端的共模电压不灵敏的差分配置下，而且能够满足低供给电压(净电压)的需求(彡1.35V)。

发明内容
有鉴于此，本发明致力于减轻、缓和或消除上述提及的一个或多个缺陷，提供了一种平方电路、集成电路、包含上述平方电路的无线通信单元以及相关的方法。一方面，本发明实施例提供一种平方电路，包含用于接收一差分输入信号的一第一差分输入端与一第二差分输入端，以及用于输出一差分输出信号的一第一差分输出端与第二差分输出端，其中该平方电路包含一第一组电流模式三态MOS装置和一第二组电流模式三态MOS装置，该第一组电流模式三态MOS装置包含一第一 MOS装置，一第二 MOS装置和一第三MOS装置，该第一 MOS装置，第二 MOS装置和第三MOS装置中的每一者的源极均耦接至一第一电流源，该第一 MOS装置的漏极耦接至一第一电源，该第二 MOS装置的漏极耦接至该第一差分输出端，该第三MOS装置的漏极耦接至该第二差分输出端；该第二组电流模式三态MOS装置包含一第四MOS装置，一第五MOS装置和一第六MOS装置，该第四MOS装置，第五MOS装置和第六MOS装置中的每一者的源极均耦接至一第二电流源，该第四MOS装置的漏极耦接至该第一电源，该第五MOS装置的漏极耦接至该第一差分输出端，该第六MOS装置的漏极耦接至该第二差分输出端；其中该第一 MOS装置，第二 MOS装置和第六MOS装置的每一者的栅极耦接至该第一差分输入端，该第三MOS装置，第四MOS装置和第五MOS装置的每一者的栅极耦接至该第二差分输入端，以使从该第一差分输出端和该第二差分输出端观测到的差分输出电流与该差分输入信号的电压的平方是成比例的。另一方面，本发明实施例另提供一种集成电路，包含上述的平方电路再一方面，本发明实施例提供一种无线通信单元，包含上述的平方电路。又一方面，本发明实施例提供一种功率侦测器的校准方法，该方法包含通过应用一个或多个DC参考电压至一平方电路的输入端以校准该平方电路并产生校准后资料，该平方电路相对于频率具有大致上恒定的增益；依据该校准后资料测量该平方电路的DC偏移电压与平方增益因子；应用一传送信号至该平方电路的该输入端，以使该平方电路的输入信号代表该传送信号的功率电平，该平方电路用于产生一平方后输出信号；采样该平方后输出信号；以及依据采样到的平方后输出信号及测量到的该DC偏移电压与平方增益因子测量一待侦测的功率电平。本发明实施例的平方电路、集成电路、无线通信单元以及相关方法，能够在一宽频 率范围内提供具有高精准度平方律的转换函数，减缓对平方电路和/或侦测器路径中的随后级的温度稳定增益及偏移的需求，并且使电路的复杂度得以简化。


图I所示为一种现有的包含宽频带匹配的平方电路的温度稳定的RMS至DC转换器的结构示意图；图2和图3所示为现有的平方电路的详细结构示意图；图4所示为依据本发明一实施例的无线通信单元的简单模块示意图；图5所示为依据本发明一实施例的RF下变频电路和数字基带处理器的简单电路示意图；图6所示为依据本发明另一实施例的一平方电路的简化模块示意图；图7所示为依据本发明又一实施例的平方电路的结构示意图；图8所示为依据本发明一实施例的功率侦测器校准方法的流程示意图。
具体实施例方式本发明实施例描述了一种用于无线通信单元的集成电路以及相关的功率侦测校准方法。但是本领域技术人员需要了解的是，本文仅是透过实施例来描述了本发明的概念精神，但并非将本发明限制于实施例中的无线通信单元与集成电路中，其还可以实作于其他的应用中。在一些应用中，可应用包含一个或多个场效应晶体管(field effecttransistor, FET)平方电路的RF功率侦测器,结合滤波、均值计算以及均方根功能以测量输入电压电平的RMS值，以及据此实现对输入功率的精准测量。依据本发明的一些实施例，一平方电路包含一第一差分输入端及一第二差分输入端，用于接收一差分输入信号，以及该平方电路还包含一第一差分输出端及一第二差分输出端，用于输出一差分输出信号。该平方电路包含一第一组电流模式三态金氧氧化物半导体(MOS)装置，其中包括一第一 MOS装置，一第二 MOS装置以及一第三MOS装置，其中的每一个MOS装置的源极均可选的耦接至一第一电流源，该第一 MOS装置的漏极可选地耦接至一第一电源，该第二 MOS装置的漏极可选地耦接至该第一差分输出端，以及该第三MOS装置的漏极可选地耦接至该第二差分输出端。该平方电路还包含一第二组电流模式三态MOS装置，其中包括一第四MOS装置，一第五MOS装置以及一第六MOS装置，其中的每一个MOS装置的源极均可选的耦接至一第二电流源，该第四MOS装置的漏极可选地耦接至该第一电源，该第五MOS装置的漏极可选地耦接至该第一差分输出端，以及该第六MOS装置的漏极可选地耦接至该第二差分输出端。该第一 MOS装置、第二 MOS装置及第六MOS装置的栅极耦接至该第一差分输入端，以及该第三MOS装置、第四MOS装置及第五MOS装置的栅极耦接至该第二差分输入端，从而于该第一差分输出端及第二差分输出端看到的差分输出电流与差分输入电压的平方是成比例的。在此方式下，通过设置电流模式三态MOS装置为上述连接方式，一 FET平方电路可用于在一宽频率范围内提供具有高精准度平方律的转换函数。且依据本发明的一些实施例，该FET宽频带平方电路可以在频率处于DC至大于测量下的RF信号频率的范围内提供近似恒定的增益。因此，本发明的实施例可以通过应用一个或多个DC参考电压至平方电路的一输入端，以校准相对于频率具有一大致恒定增益响应的平方电路而产生校准后的资料。在一些实施例中，该大致恒定增益响应指相对于一大致为3GHz的频率范围，其增益变化率低于10%。在本发明的一些实施例中，在上述频率范围内可以容忍的最低精准度为·
O.5dB0依据本发明实施例，一种包含校准级的新的功率侦测机制可以减缓对平方电路和/或侦测器路径中的随后级的温度稳定增益及偏移的需求。在一些实施例中，该校准级可以置于功率测量之前，同时补偿增益及DC偏移电平的温度变化。首先请参见图4，图4所示为依据本发明一实施例的无线通信单元(移动用户单元，例如移动基站MS或用户设备(3GPPTM标准中的UE))的结构示意图。该无线通信单元400包含一天线402，耦接至一双重滤波器/天线开关404，用于为无线通信单元400中的接收链路与传送链路之间提供隔离。该接收链路通常包含接收器前端电路406(有效的提供接收，滤波以及中频或基频转换功能)。该前端电路406串行连接至一信号处理器408 (通常通过一数字信号处理器(DSP)予以实作)。该信号处理器408的一输出被提供至一合适的输出设备410，例如一屏幕或者平板显示器。该接收链路耦接至一控制器414，该控制器414可提供对用户单元的总控制，以及该控制器414同时耦接至该信号处理器408。该控制器414还耦接至(或者包含)一存储器装置416，该存储器装置416可选择性的储存一些运作规则，例如解码/译码功能，同步模式，码序列等等。在本发明的一些实施例中，存储器装置416还可以用以储存与“关系”相关的一些信息，例如反馈路径中各个电路元件或电路成分的一个或多个方程式或电压值，在下面段落中会得到描述。至于接收链路，接收链路通常包含一输入装置420，例如一键盘，同过该信号处理器408以及接收器/调制电路422(可以包含上变频电路、放大器及滤波级)以及一功率放大器424耦接至天线402。该接收器/调变电路422以及功率放大器424可响应于控制器414。功率放大器424的输出耦接至一耦合器426，该耦合器426耦接至一用以对功率放大器424的部分输出信号进行采样以及反馈的侦测器路径428。该反馈信号输入至一 RF下变频电路440，该RF下变频电路440转换该采样信号至一基带并将该基带采样后信号输入至一数字基带(digital base band, DBB)处理器445中。在本实施例中，该RF下变频电路440包含一平方模块以输出一基带信号，该基带信号中仅包含RF信号的振幅信息以用于振幅侦测。数字基带处理器445的输出可被输入至信号处理器408以对信号作进一步的处理，或者输入至接收器/调变电路422以协助控制例如增益级或相位偏移级，从而对从天线402接收到或者功率放大器424输出的信号的传送功率电平或传送线性度进行设置。传送链路中的信号处理器的实作方式可以不同于接收链路中的信号处理器。但是作为另外一种实作方式，该传送链路与接收链路中的信号处理也可以透过一个单独的信号处理器予以实现，如图4中所示。无线通信单元400中的不同成分可以通过分离或者整合的元件形式予以实现，本发明实施例中所描述的结构仅是一种具体的实作方式或者一种设计选择。根据本发明的实施例，RF下变频电路400及数字基带处理器445配置为用于下变频功率放大器424输出的采样反馈信号部分，以及数字处理该采样信号以计算RMS输入电压，进而计算输入功率。在本发明的一些实施例中，射频收发器(通信单元/RF IC)所支持的每一频带仅 需要一个(室温下的)工厂刻度(factory-calibration),以确保侦测器信号路径428中的损耗是固定的，该侦测器信号路径428是指从PA的输出至一平方电路的输入之间的路径。现在请参见图5所示的反馈电路500，在本发明的一些实施例中，图4所示的功率侦测器反馈路径428可以于一射频(RF)收发器集成电路(IC)/芯片下变频电路440与一数字基带处理器集成电路(IC)/芯片445之间予以划分。而在其他的实施例中，图4所示的功率侦测器反馈路径428还可以运行于一单独的芯片中或者以其他的方式予以划分。该RF收发器电路400包含上述功率侦测器反馈路径428，用于将反馈信号RFin反馈至一宽频带平方功能(标记为‘X2’)510中以移除其中的高频成分，接着该滤波后信号输入至一固定增益与温度稳定缓冲器520中，以对该平方处理及滤波处理后的输入信号进行调整而改善SNR，例如，可使用尽可能多的ADC输入级。RF收发器电路440的输出包含一测量后的输出电压Vo及DC电压Vdc 525。该数字基带电路445用于执行平均与均方根功能，而平方功能则在RF收发器中予以实现。数字基带电路445接收RF收发器电路440的输出，以及该数字基带电路445包含一模拟至数字转换器(ADC) 530,可选地稱接至一平均值确定(mean-determination)功能/逻辑电路。于一实施例中，该平均值确定功能/逻辑电路可以通过在一求和功能(标记为‘ Σ ’)535后耦接一除法功能(标记为‘ +N’) 540予以实现。在一些实施例中，功率侦测器中的ADC功能可以是对模块406内的接收信号路径ADC的重复使用，且将此方式运用于时分双工(time division duplex, TDD)系统中时可以节省一个ADC。而在其他的实施例中，该功率侦测器中的ADC功能还可以通过一个单独的ADC元件予以实现。平均值确定功能/逻辑电路的输出提供至一均方根功能(标记为以产生功率放大后信号(例如图4所示的功率放大器424的输出)的一数字表示值。在此方式下，数字基带电路445在计算信号处理器408 (图4所示)的等效输入功率之前，转换滤波后平方路径的模拟输出525至一数字域。在一些实施例中，宽频带平方功能510结合滤波功能515产生RF信号包络的低频率(平方后)表示值，以应用于RMS侦测器的测量中。该低频率信号随后经由例如一数字信号处理器(DSP)，或者平均值计算以及均方根计算功能电路535，540进行处理，以确定原始输入信号/输入功率的RMS值。一些实施例中，如图6所示的一校准机制可与图5所示的宽频带平方电路510结合，用于对由温度变化引起的信号路径增益及偏移的显著变化进行补偿。在此方式下，对温度的偏置补偿的严格要求可以得以移除，从而简化了例如数字基带电路445中的RMS侦测路径电路的复杂度。在一些实施例中，校准参考信号包含一个或者多个DC电压,例如一零值电压以及一已知大小的非零值DC电压。图6为依据本发明一实施例的一集成电路600的简化模块示意图。该集成电路600包含一宽频带平方电路510，该宽频带平方电路510包含一温度稳定缓冲器(标记为‘Ain’)605，用于接收例如图4所示的功率侦测器反馈路径428提供的该反馈信号，以提供一输出至一偏移及增益校准控制电路610。此外，为了提供温度稳定的增益，该缓冲器提供与耦合路径之间的高电平隔离，尤其在相位校准期间。虽然在本实施例中运用了缓冲器的温度稳定增益以及隔离功能，但是在本发明的其他实施例中，例如若运用于其他的系统中时，该缓冲器可以是非必需的。于本发明的一实施例中，该偏移及增益校准控制电路610为一差分设置，其输入端分别接收温度稳定缓冲器605的输出以及一第二稳定电源(例如接 地)。且该偏移及增益校准控制电路610的输出耦接至上述平方电路的差分输入端。具有一差分输入电路级的平方电路的一个主要的益处在于，其平方功能不再对可能出现于偏置输入电压中任何共模输入信号灵敏，而且这对于平方电路的两个输入均是如此。在一实施例中，该偏移及增益校准控制电路610的差分设置配置为具有低净空电压需求，例如< I. 35V的运作电压。该偏移及增益校准控制电路610输出一差分信号，亦即第一信号615与第二信号620 (其间的差分可被测量)至一宽频带大信号电压平方电路(标记为‘A.X2’ )625中，以使该宽频带大信号电压平方器输出该反馈信号的平方表示值至低通滤波器515。于该宽频带大信号电压平方器625的一示范例中，可应用一简单电路设计以提供一数量级为GHZ的宽频带DC响应，例如图7所示。现在请参见图7，图7所示系依据本发明一实施例的平方电路625的示意图。图7所示的示范例电路包含两组三态MOS装置，即第一组三态MOS装置705与第二组三态MOS装置710，该两组三态MOS装置可实作平方电路的功能。具体的，在图7所示的示范例中，第一组三态MOS装置705包含一第一 MOS装置，一第二 MOS装置和一第三MOS装置，其中的每一 MOS装置的源极均耦接至一第一电流源，该第一 MOS装置的漏极耦接至一第一电源，该第二 MOS装置的漏极耦接至第一差分输出端，该第三MOS装置的漏极耦接至第二差分输出端。而第二组三态MOS装置则包含一第四MOS装置，一第五MOS装置和一第六MOS装置，其中的每一 MOS装置的源极均耦接至一第二电流源，该第四MOS装置的漏极耦接至该第一电源，该第五MOS装置的漏极耦接至第一差分输出端，该第六MOS装置的漏极耦接至第二差分输出端。该第一 MOS装置，第二 MOS装置和第六MOS装置的每一者的栅极耦接至第一差分输入端(V+)，该第三MOS装置，第四MOS装置和第五MOS装置的每一者的栅极耦接至该第二差分输入端(V-)，，以使从该第一差分输出端和该第二差分输出端观察到的差分输出电流与该差分输入信号的电压的平方成比例。虽然图7所示的该示范例电路类似于一混频器核心电路，然而其可以使得一 ‘非传统’的平方律功能得以实现，且其不同于现有技术中所揭露的其他任何电路设置。例如图3所示的现有架构需要四个电流源，每一电流源均耦接至一 FET差分对的尾部，且该些FET差分对具有大致不相同的尺寸。在每一差分对中，其尺寸较大的装置的漏极耦接至正电源，其尺寸较小装置的漏极耦接至两个电路输出的其中一个。而在本实施例中仅需要两个电流源，其中的每一电流源耦接至具有大致相等尺寸的三个FET的源极。上述实施例示意图并不代表实际的尺寸大小，以及在此实施例中，平方律特性仅会因MOS晶体管为非理想状态而受到影响，且该非理想状态会导致电压-电流特性偏离下述的方程式(6)。因此，本实施例的优点在于无需通过增大三态MOS装置的尺寸以实现理想的平方律功能，从而相较于图2及图3所示的现有技术其节省了电流及电路面积。经由本发明的发明人的测量可得，若将图7中三态MOS装置705/710设置为大致上相等的尺寸可以提供良好的平方律响应。在一些实施例中，图7所示的第一组三态MOS装置705中的一 MOS装置的栅极与该组三态MOS装置中的其他MOS装置的栅极具有不相同的宽长比(W/L)，以及该第二组三态 MOS装置710中的一 MOS装置的栅极与该第二组三态MOS装置中的其他MOS装置的栅极具有不相同的宽长比率。例如，第一 MOS装置的栅极与第二 MOS装置和第三MOS装置的栅极具有不相同的宽长比，以及该第四MOS装置的栅极与该第五MOS装置和第六MOS装置的栅极具有不相同的宽长比。其次，在本发明实施例中，可设置第一 MOS装置的栅极宽度长度比率为该第二 MOS装置和第三MOS装置的栅极的宽度长度比率的N倍，以及设置该第四MOS装置的栅极的宽度长度比率为该第五MOS装置和第六MOS装置的栅极的宽度长度比率的N倍。在此方式下，该第二 MOS装置、第三MOS装置、第五MOS装置和第六MOS装置的栅极可具有大致相等的尺寸和大致相等的宽长比率。在一些实施例中，设置N=I便可以使电路达到较好的实作效果。而在其他的实施例中，设置N=2可以使得电路在满足一特定功率值的同时获得更大的输出增益。大致来说，‘N’值的增加可使得与装置连接的电源的稳定电流得以增加，但是，‘N’值的增加并不会使得电路的增益增加N的倍数，且该增益或者输出电流Iout_diff与‘N/(N+2)’(固定为K)成比例关系。此外，在本发明其他的实施例中，‘N’的值还可以设置为N=l/2或N=l/4，因此可见，对‘N’的值的任意缩放均可以应用至本发明中。因此，当运用于差分模式中时，图6所示的电路可以用于实现一反馈路径内，例如图4中的反馈路径418内的平方器模组的功能。 如同图7中的曲线图715所示，基于一饱和状态MOS装置的跨导表达方程式，后述的具体数学分析可以证实图7所示的电路可以提供一绝对的平方律功能，该平方律功能仅会受限于MOS装置的平方律特性。在一些实施例中，简单的差分电流模式电路还具有低寄生电容以及宽频带的优点。此外，六个小尺寸MOS装置的使用可以使得该电路适用于一低净空电压。因此，不同于吉尔伯特单元乘法器(Gilbert-cell Multiplier),由于本实施例中不存在重叠信号处理晶体管，因此其信号平方核心电路均运作于相同的共模电压下。而在本发明实施例中，该净空电源可用于提供‘电流源’、‘有效平方核心电路’及输出负载。在现有技术中，由于误差节点对DC偏移灵敏，从而会限制电路的功能性动态范围和/或因自动-零偏移的运用而增加电路的复杂度。而与之相比，本发明实施例的电路虽具有与现有技术相同的DC偏移电平，但是由于其被优化配置，因此其电路不会受到DC偏移的影响，且该DC偏移很容易能够得到校准。如图I所示的现有技术还会因‘闭环回路侦测器’的存在而会产生输出噪声，该输出噪声取决于输入信号电平，从而进一步限制了低输入电平下的该动态范围。相反的，在本发明实施例的平方电路中，由于一开欢架构的运用会减少元件的使用数量以及因此减低噪声。本发明实施例的电路可将输出噪声限制在一固定值，且其输出噪声将与输入信号电平无关。在本发明的实施例中，对瞬态‘平方增益’的精准测量准许RMS输入电压以及输入功率的测量过程系与温度无关。如图7所示，相等的偏置电流I提供至每一组电流模式三态MOS装置的尾端。该DC电流依据MOS装置的尺寸比例在装置间进行分配。若该最小MOS装置单元的三态宽度和长度大小分别为W和L，零DC电压或静态输入状态(此时+V=-V)下的静态电流将如方程式
(6)所示。若施加的偏置电流增大N倍，电路的乘法器放大倍数也为增大N倍。
权利要求
1.一种平方电路,其特征在于,包含用于接收一差分输入信号的一第一差分输入端与一第二差分输入端，以及用于输出一差分输出信号的一第一差分输出端与第二差分输出端，其中该平方电路包含 一第一组电流模式三态MOS装置，包含一第一 MOS装置，一第二 MOS装置和一第三MOS装置，该第一 MOS装置，第二 MOS装置和第三MOS装置的源极均耦接至一第一电流源，该第一 MOS装置的漏极耦接至一第一电源，该第二 MOS装置的漏极耦接至该第一差分输出端，以及该第三MOS装置的漏极耦接至该第二差分输出端； 一第二组电流模式三态MOS装置，包含一第四MOS装置，一第五MOS装置和一第六MOS装置，该第四MOS装置，第五MOS装置和第六MOS装置的源极均耦接至一第二电流源，该第四MOS装置的漏极耦接至该第一电源，该第五MOS装置的漏极耦接至该第一差分输出端，以及该第六MOS装置的漏极耦接至该第二差分输出端； 其中该第一 MOS装置，第二 MOS装置和第六MOS装置的每一者的栅极耦接至该第一差分输入端，该第三MOS装置，第四MOS装置和第五MOS装置的每一者的栅极耦接至该第二差分输入端，以使从该第一差分输出端和该第二差分输出端看到的差分输出电流与该差分输入信号的电压的平方成比例。
2.如权利要求I所述的平方电路，其特征在于，该第一组电流模式三态MOS装置与该第二组电流模式三态MOS装置具有大致相等的尺寸。
3.如权利要求I所述的平方电路，其特征在于，该第一组电流模式三态MOS装置中的一MOS装置的栅极与该第一组电流模式三态MOS装置中的其他MOS装置的栅极具有不相同的宽长比，以及该第二组电流模式三态MOS装置中的一 MOS装置的栅极与该第二组电流模式三态MOS装置中的其他MOS装置的栅极具有不相同的宽长比。
4.如权利要求I所述的平方电路，其特征在于，该第一MOS装置的栅极的宽长比为该第二 MOS装置和第三MOS装置的栅极的宽长比的N倍，以及该第四MOS装置的栅极的宽长比为该第五MOS装置和第六MOS装置的栅极的宽长比的N倍，其中N为小于、等于或大于I的数值。
5.如权利要求4所述的平方电路，其特征在于，该第二MOS装置、第三MOS装置、第五MOS装置和第六MOS装置的栅极具有大致相等的尺寸和大致相等的宽长比。
6.如权利要求4所述的平方电路，其特征在于，该第一组电流模式MOS装置中的一MOS装置的栅极的宽长比大致上是该第一组电流模式MOS装置中其他MOS装置的栅极的宽长比的两倍，以及该第二组电流模式MOS装置中的一 MOS装置的栅极的宽长比大致上是该第二组电流模式MOS装置中其他MOS装置的栅极的宽长比的两倍。
7.如权利要求I所述的平方电路，其特征在于，该平方电路还包含一偏移及增益校准控制电路，用于提供校准参考信号至该平方电路的差分输入端。
8.如权利要求7所述的平方电路，其特征在于，该校准参考信号包含下述DC电压的至少一个零值电压和非零已知值DC电压。
9.如权利要求I所述的平方电路，其特征在于，该平方电路在DC频率至射频频率的范围内具有大致上恒定的增益。
10.一种集成电路，其特征在于，包含如权利要求1-9任意一项所述的平方电路。
11.如权利要求10所述的集成电路，其特征在于，该集成电路还包含一温度稳定缓冲器，耦接至用于提供差分输入信号至该平方电路的一偏移及增益校准控制电路，其中该温度稳定缓冲器用于为该偏移及增益校准控制电路提供一缓冲的温度稳定增益。
12.一种无线通信单元，其特征在于，包含如权利要求1-9任意一项所述的平方电路。
13.如权利要求12所述的无线通信单元，其特征在于，该无线通信单元还包含一传送路径与一反馈路径，该反馈路径耦接于该传送路径以及用于反馈传送路径中的一部分射频传送信号，其中该反馈路径包含一温度稳定缓冲器，耦接至用于提供差分输入信号至该平方电路的一偏移及增益校准控制电路，该温度稳定缓冲器用于为该偏移及增益校准控制电路提供一缓冲的温度稳定增益。
14.如权利要求13所述的无线通信单元，其特征在于，该无线通信单元还包含一模数转换器及一信号处理器，该信号处理器耦接于该模数转换器，用于对平方处理后的反馈信号运行平均值运算及均方根计算，以确定一均方根输入电压电平。
15.—种功率侦测器的校准方法,其特征在于,该方法包含 透过应用一个或多个DC参考电压至一平方电路的输入端以校准该平方电路并产生校准后数据，该平方电路相对于频率具有大致上恒定的增益； 依据该校准后数据测量该平方电路的DC偏移电压与平方增益因子； 应用一传送信号至该平方电路的该输入端，以使该平方电路的输入信号代表该传送信号的功率电平，该平方电路用于产生一平方后输出信号； 米样该平方后输出信号；以及 依据采样到的平方后输出信号及测量到的该DC偏移电压与平方增益因子测量一待侦测的功率电平。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，校准该平方电路的步骤包含下述步骤的至少之一 应用一零值电压至该平方电路输入端，并测量该平方电路的一输出偏移电压；或者， 应用一非零已知值的电压至该平方电路的输入端，并测量该平方电路的输出电压。
17.如权利要求15所述的方法，其特征在于，测量该平方电路的平方增益因子的步骤包含从一存储器兀件中提取该输出偏移电压、输入电压以及输出电压之间的关系。
全文摘要
本发明提供一种平方电路、集成电路、无线通信单元及相关方法，平方电路包含第一MOS装置，第二MOS装置和第三MOS装置，每一MOS装置的源极耦接至第一电流源；第四MOS装置，第五MOS装置和第六MOS装置，每一MOS装置的源极耦接至第二电流源。第一、第四MOS装置的漏极耦接至第一电源，第二、第五MOS装置的漏极耦接至第一差分输出端，第三、第六MOS装置的漏极耦接至第二差分输出端。第一、第二和第六MOS装置的栅极耦接至第一差分输入端，第三、第四和第五MOS装置的栅极耦接至第二差分输入端，以使从第一差分输出端和第二差分输出端看到的差分输出电流与差分输入信号的电压的平方成比例。本发明能够在一宽频率范围内提供具有高精准平方律的转换函数，简化电路的复杂度。
文档编号H03K19/094GK102904566SQ20121026032
公开日2013年1月30日 申请日期2012年7月25日 优先权日2011年7月28日
发明者克里斯托弗·雅奎·比尔, 柏纳得·马克·坦博克 申请人:联发科技(新加坡)私人有限公司