一种微功率门电荷泵的功率场效应管的制作方法
【专利摘要】一种微功率门电荷泵的功率场效应管，一个高效电源电路对一个晶体管开关的栅极充电，其中电荷泵浦的电压超过提供的电源电压。该电路包括一个电流控制振荡器，该振荡器产生振荡的波形来驱动一个电容的充电泵电路。该电路监测该晶体管开关的栅极电压，并降低摆动波形的频率，从而降低功耗，此时栅极电压超过一个频率交换值，该值指示晶体管开关已被充分打开，从而允许电路进入微模式。
【专利说明】一种微功率门电荷泵的功率场效应管
【技术领域】:
[0001]本发明涉及一种微功率的电荷泵电路，用于驱动场效应晶体管的栅极。
【背景技术】:
[0002]电荷泵电路用来驱动场效应晶体管的栅极，使其电压电平超过电源电压。通常情况下，这样的电路已被用于驱动MOSFET晶体管，开关电源控制电路负载。例如，在便携式计算机应用中，MOSFET功率晶体管被用于切换外围设备，如磁盘驱动器和显示器。在这种及其他应用中，上述外围设备被耦合到MOSFET开关的源，而在MOSFET的漏极耦合到电源。当一个MOSFET开关以这种方式被耦合(作为一个所谓的“高压侧”驱动程序)，它理想地驱动开关的栅极使得电压超过电源电压，以便完全打开和加强切换。
[0003]电荷泵电路用于驱动MOSFET开关，通常使用有着少量的电容器的振荡器以升压电源电压到较高的栅极电压。在许多应用中，这种类型的电路所消耗的功率，通常是由负载消耗的功率或MOSFET开关本身降低。例如，一个电荷泵电路的工作电流，可能会在几毫安的范围内，同时切换的负载电流可能会在安培量级上。因此，该电荷泵电路本身的功率效率一般较少考虑。
[0004]但是，也有一些电池供电的应用程序(如手提电脑上的应用)，该电荷泵电路的功率效率可以变得很重要。在这些应用中，该电荷泵电路的功率效率对于确定电池的消耗可能是一个重要的因素，因此，在电池的充电或更换之前电池的寿命变得重要。
[0005]鉴于上述情况，提供的功率效率的电荷泵电路将是可取的，它可以迅速增加电源电压，以便驱动一个MOSFET的栅极或其他开关使得电压超过电源电压。
【发明内容】
:
[0006]本发明的一个目的是提供一种高效的电源电路，它可以迅速增加电源电压，以便驱动电压值超过电源电压的MOSFET的栅极或其他开关。
[0007]本发明的技术解决方案:
[0008]本发明中，提供一种实现高效电源电路的方法，用于对场效应晶体管(FET)的栅极充电，例如MOSFET使其电压升高超过电源电压。这个电路和这种方法使用的电容性电压倍增器电路，它由一个可变频率振荡器驱动，以产生超过电源电压的栅极电压。当FET被首次通电时(通过施加栅极电压)，该振荡器驱动乘法器在一个选择第一频率使得晶体管的栅极电压以第一速度被增加，从而超出电源电压。FET的状态被监视(例如通过监视晶体管的栅极电压)，当该状态或栅极电压达到一个频率切换状态或电压，振荡器的振荡频率相应减少到低于第一频率的第二频率。选择的第二频率足够以较低的速率继续提高栅极电压以维持栅极电压高于电源电压。振荡频率的减少，显着地降低了 FET被驱动时的电路功率的消耗。
[0009]对比专利文献:CN202385071U新型功率场效应管驱动器201220004451.9，CN203086408U场效应管功率放大器及系统201220613193.4【专利附图】
【附图说明】:
[0010]在本发明的上述目的和其它目的以及优点是显而易见的，结合附图给出了下面的详细描述,其中相同的参考符号表不相同的部件,并且其中:
[0011]图1是本发明的电荷泵电路的方框图；
[0012]图2A-2C是图1的电荷泵电路中所有随时间变化的栅极电压、振荡器的频率和电流消耗；
[0013]图3是本发明的电荷泵电路的一个示例性实例的方框图和电路图；
[0014]图4是图3电路的更详细的电路图；
[0015]图5A-5C是一个示例性的p阱集成CMOS电路的简化电路图。
【具体实施方式】:
[0016]图1是本发明的电荷泵电路10的方框图。
[0017]在图1中所不，电荷泵电路10驱动MOS场效应管5的栅极5a,它被用来作为一个高侧开关，将电源提供给连接到MOS场效应管5的源极5b的负载4。例如在一个典型的手提电脑应用中，MOS场效应管5可以是一个开关，用于供电的一个磁盘驱动器或显示器的荧光灯照明电路。
[0018]电荷泵电路10包括:电压倍增器电路15，它控制晶体管5的MOSFET的栅极电压来开关晶体管。当栅极电压超过晶体管的栅极阈值电压时，MOSFET图5处于关闭状态。虽然大于阈值电压的栅极电压足以使MOSFET导通，导通晶体管使得栅极电压大于电源电压VS的方法是可取的。施加这样的高栅极电压将导致更难导通MOS场效应管5，这样操作将更有效，并且能够提供比其他可能情况下更大的电流。如下面进一步描述的那样，本发明允许产生这样的栅极电压，使得电荷泵电路在微功率的条件下得以工作。
[0019]在图1中的电压倍增器电路15由振荡器20驱动。振荡器20产生的振荡的波形导致倍增器电路15产生一个电压VG，这超过了该电源电压VS。振荡器20的输出频率，反过来被频率控制电路25控制，通过端子21，为振荡器20提供频率控制信号SC0N。对于在图1所示实例的电路中，控制信号SCON由频率控制电路25、模式开关30和栅极电压检测器电路35的组合产生。
[0020]因此，控制信号SCON的值或者状态，振荡器20的振荡频率由转换开关30的状态决定。当模式开关30是在第一状态时，控制信号SCON假定为第一值SCONl。当模式开关30处于第二状态时，控制信号SCON假定为第二值SC0N2。反过来，模式开关30的状态由栅极电压检测器电路35决定，正如下面进一步的描述，它监视MOS场效应管5的操作状态。
[0021]图1电路的操作如下。当电路10被首次通电时，MOS场效应管5的栅极电压最初是低的。这是由栅极电压检测器35检测的，反过来，这将导致频率控制电路25生成控制信号SCONl，使振荡器20最初工作在第一高频率H。频率H是一个非常高的频率(例如:400-600千赫)，选择电压倍增器电路15，使得MOSFET的栅极电压最初以第一速率迅速增强，从而超出电源电压。迅速提高的栅极电压使MOSFET 5迅速打开。
[0022]因为振荡器20刚开始工作在高频率fl，以产生一个迅速升压的栅极电压VG，电压倍增器电路15和振荡器20产生相对较大的功率。根据本发明，为了减少这种功耗，栅极电压检测器电路35、模式开关30和频率控制电路25工作以切换振荡器20的频率为第二频率f2，此时栅极电压VG达到频率切换电压(“VFSW”)。VFSW需要足够高，以确保MOS场效应管5已经足够硬驱动和足够快速地进入增强阶段。当栅极电压VS达到VFSW时，栅极电压检测器10产生一个信号，使转换开关30进入切换状态。反过来，模式开关30引起频率控制电路25产生第二控制信号SC0N2导致振荡器20的振荡频率为f2。频率f2的选择低于频率fl (例如100-200千赫)，但仍然足以使栅极电压VG增加超过NS。
[0023]振荡器20振荡的频率，可以用电压或电流信号来控制，或基本上任何其它类型的控制信号，该信号能够修改振荡器20的工作频率。因此，振荡器20可以是一个电流控制振荡器或电压控制振荡器，或一些其他类型的振荡器能够提供多个频率给电压倍增器电路15。
[0024]图2A-2C示出图1的电路10中栅极电压VG在栅极5a的说明图(图2A)，振荡器20的振荡频率f (图2B)和电荷泵电流消耗(图2C)所有的随时间变化的情况。
[0025]正如在图2A中所示，电路10中的栅极电压VG在时间Tl (一般为几微秒后第一次接通电路10)达到的电源电压VS，然后在时间Tl到T2间(区域31b)迅速增加超过这个电压，其速率至少部分地由振荡器20的振荡频率确定(在图2B中示出，fl为时间T2之前的频率)。
[0026]栅极电压Vs在时刻T2 (参见图2A)达到的频率切换电压VFSW，栅极电压检测器电路35检测到并发送一个信号到模式开关30，指示振荡器20的频率应当降低到值f2。振荡器20到频率f2的切换在图2B中时间T2发生。振荡频率降低的影响在图2A和图2C体现。图2A示出，在时间T2振荡频率下降导致栅极电压VG可以继续上升，但现在是以降低的速率(见区域31c)。然而，目前的消耗已经大幅减少，如在图2C所示(见区域33c)。栅极电压VG足够接近其最终充电泵浦的值(VCP)，以便在驱动MOS场效应管5仍有利。
[0027]本发明的一个附加特征是电荷泵电路10能够驱动各种MOSFET开关，而不需要修改或改变该电荷泵电路组件。这种本发明的特征是由电路35监视MOSFET开关的栅极电压实现的。栅极电压检测器电路35，确保了合适的栅极电压，独立于MOSFET开关的具体特点，在振荡器驱动频率被降低之前实现以节省电力。此栅极电压电平被内置到该电荷泵电路使得MOSFET功率开关不一定需要修改或变更该电荷泵电路组件。
[0028]虽然图1示出了模式切换开关30，被栅极电压检测器电路35控制，在本【技术领域】的技术人员会理解其他的电路也可被用于提供这种控制。例如，模式开关30可以由基本上任何其他类型的电路(传统的结构)控制，这些电路能够监视MOS场效应管5的工作状态并且发送信号给模式开关30，指示振荡器20的工作频率需要被减小。如本文所用，术语“工作状态”的定义是指一组特定的MOS场效应管5的电流-电压的参数(例如，栅极电压在超出的高频开关的值时，源极-漏极电压或源极-漏极电流超过一个频率交换值，或是它们的任意组合)。因此，除了检测MOS场效应管5的栅极电压，检测器电路可交替地耦合到在MOS场效应管5源极、漏极或者终端之间感测的电压。或者，检测器电路可用于检测MOS场效应管5产生的电流(如常规的电阻器或其他与MOSFET的阻抗和它的负载来产生电流感测电压。作为另一种替代方案，检测器电路可以连接用来感测耦合于MOS场效应管5的负载上的电压或电流。
[0029]此外，虽然图1示出了三个离散的“块”:频率控制电路25，模式开关30和栅极电压检测器35，这三个功能以及可以进行组合，或浓缩成一个单独的块或电路，该电路监视MOSFET开关5的工作状态并且响应控制振荡器20的振荡频率。
[0030]此外，虽然图1示出了电荷泵电路10被用作一个高侧MOSFET驱动器的应用实例，本【技术领域】的技术人员将认识到本发明的电荷泵电路在其他应用中的作用。例如，电荷泵电路10，可以用作低侧MOSFET驱动器(其中的MOSFET被连接到一个负载的低压侧)。本领域技术人员也应认识到，虽然图1示出了把电源电压提升到更高的电压的电压倍增器电路，若电压倍增器电路15适当修改，电荷泵电路10可以作为电路电源有效地提供倒置或分压。
[0031]图3是一个更详细的模块，及在图1所示的本发明的电荷泵电路图。
[0032]正如图3所示，该电荷泵电路包括:相应于图1的电压倍增器电路15、模式开关30和栅极电压检测器电路35。在图3中，振荡器20A是一个电流控制振荡器，它由一个电流发生器25A产生的电流控制信号ICON控制。图3的电荷泵电路驱动栅极5a的MOS场效应管5，它由其源5b连接到图1中高侧的负载4。
[0033]图3的电压倍增器电路15的是一个振荡器驱动的电容倍增电路。电压倍增器电路15包括逆变器56和60，由电流控制振荡器20A驱动使得相位(Q和Q')不同。振荡器20A的振荡器的频率由图1的电流信号IC0N、SC0N控制。逆变器56和60的输出各自耦合并且驱动电荷泵电容器59和66。这些电容器被连接到二极管63、64和65，如图所示，在二极管65的阴极上生成电压VG，它大于电源电压VS。此电压的升压或倍增过程如下所示。
[0034]在反相器56的LOW和HIGH循环期间，节点A处的电压(反相器56的输出连接到电容器59)在0 (LOW)和接近(二极管下降远离)VS (HIGH)之间分别循环。另一方面，电容器59的另一侧(在节点B)在接近VS的电压和一个约2VS的升压电压分别周期循环，因为二极管63变为OFF时，当逆变器56的输出变为高电平时二极管63将变为关闭OFF状态。同样，电压反相器60 (正如上所述,与反相器56不同相)在LOW和HIGH的状态循环中，电压反相器60 (在节点C)的输出电压在0和VS之间周期循环。另一方面，在二极管64阴极(节点D)的电压在约2VS和3VS (忽略二极管压降)之间循环，因为电容器59产生的升压电压约2VS。因此，在电压倍增器电路15的栅极5a的电压VG达到约3VS的高水平。与其中的电荷量相比，电压倍增器电路15的泄漏电流是微不足道的，从而栅极5a处的电压VG可以进行充电并且维持在约3VS的水平。
[0035]图4示出了比图3的电路更详细的电路图。正如图4所示，电压倍增器电路15的逆变器56和60分别包括CMOS晶体管对57/58和61/62。控制电流发生器25A包括电流源76和电流源77，其提供控制电流ICON的两个状态给M0SFET74的状态所决定的电流控制振荡器20A。模式切换开关30包括比较器86，而栅极电压检测器电路35包括两个二极管连接的NMOS晶体管91和92以及电流源93。
[0036]图4所示的电流控制振荡器20A由控制电流发生器25A所驱动。控制电流ICON的大小传送到振荡器20A的控制端71，从而决定了振荡器20A振荡的频率。对于本实施例中，控制电流ICON将是Il或者11+12，这取决于M0SFET74处于关闭OFF或打开ON状态。电流Il和12分别由电流源76和77提供。
[0037]MOSFET 74，它决定电流源77是否提供控制电流IC0N，反过来由模式开关30控制，其一个输出端87连接到MOSFET管74的栅极74a。模式开关30的输出端87来自比较器86，它的一个输入端88连接到电源电压VS，而另一个输入端连接到栅极电压检测器电路35，其监视MOS场效应管5栅极5a的电压。当在输入端89的电压超过比较器86的输入端88处的电压时，MOSFET管74截止。
[0038]本实例中，栅极电压检测器电路35由两个NMOS晶体管91和92相连组成，它提供了一个小的偏置晶体管二极管91和92的电流的电流源93。对于本【技术领域】的普通技术人员而目，很容易看出电路35应具有闻的等效输入阻抗而需求较少的电流(在本实例中最好小于IOOnA),因为此电路远离驱动端79，否则这可以用于给栅极5a充电使其达到更高的电荷泵浦的电压电平。
[0039]由于高电压(约3倍VS)将出现在MOS场效应管5的栅极5a处，晶体管91和92有各自的P阱91a和92a，并且均连接到地，以便确保该源/漏p阱结是反向偏置的和对整体有较大影响。晶体管91和92分别产生大致正比于电源电压VS的平方根(因为它们对整体有较大影响)的电压降。因此，晶体管二极管91和92组合两端的总电压降是约2倍的电源电压VS的平方根。因此，当MOS场效应管5的栅极5a的上的电压达到约电源电压VS的平方根的2倍时，模式开关30使晶体管74进入关闭OFF状态。晶体管74关闭后，控制电流ICON开关从对应于11+12的值转变为对应Il的值。ICON的这种变化使得振荡器20A的振荡频率降低，以节省功率，此时MOS场效应管5栅极5a达到约电源电压VS加上2倍的电源电压VS的平方根。
[0040]虽然在图3中所示的栅极电压检测器电路35包括两个相连的NMOS晶体管，在本【技术领域】的普通技术人员很容易看出其他电路也能用来监测栅极电压Vg，并提供比较器86的一个输入终端89。例如,栅极电压检测器电路35可包括一个低损耗的齐纳二极管,在其击穿电压的范围内，将允许MOSFET 74转为关闭OFF状态，此时栅极电压Vg超过频率切换电压VFSW。
[0041]图5A-5C示出的一个按照本发明的原则构造的p阱CMOS集成电路的简化电路图。不同于上面相对于图4的讨论，图5A-5C的电路中的附加功能的解释如下。
[0042]图5A的电路包括:电压倍增器电路15A，提供电压的四倍(忽略二极管压降)，而图4中得电压倍增器15，提供电压的三倍。电压倍增器电路15A包括电路16，其具有一个额外的电容67, 二极管对68由反相器56的输出驱动。因此,节点E (反相器56的输出)的电压在0和VS之间循环，如上面所讨论的，节点D的电压在2VS和3VS之间循环，而节点F的电压在3VS和4VS (忽略二极管的电压降)之间循环。其结果是，在电压倍增器电路15A的栅极5a的电压VG达到约4VS升高的水平。
[0043]虽然电压倍增器电路15A示出逆变器56和60组成的单一的CMOS晶体管对，在本【技术领域】的普通技术人员很容易看出，这些逆变器包括功率逆变器，以提供更好的开关特性，。在这样的情况下，逆变器56和60各自将包括两个级联的CMOS反相器，其中Q或Q'分别用于驱动第一 CMOS反相器的与输出端相连的输入端和第二个较大的CMOS输入逆变器。
[0044]在图5A的电路中，二极管64，65和68都以优于传统的方式制造，相连的NMOS晶体管的栅极和漏极连接在一起以形成二极管的阳极，其源极连接以形成阴极二极管并且其P-阱连接到晶体管49的漏极。这样的二极管具有大的导通电压(约2伏)，提供低损耗，能够工作在超过电源电压VS (即电荷泵浦电压Vcp)的电压下。二极管63的制作中，使用纵向的NPN (漏极p阱衬底)双极晶体管，存在于NMOS晶体管结构的p阱(即:二极管连接的NMOS晶体管64的漏极p阱基板节点)。这种二极管与低导通电压(约I伏)一起提供低损失的组合。
[0045]此外，虽然单个齐纳二极管未示出在图5A中，其具有击穿电压范围为20-25伏，最好是常规方式耦合，并联每个电荷泵电容器59、66和67以提供静电保护。电流限制电阻器(例如，约5000欧姆)也可以串联耦合在逆变器56和60和电荷泵电容之间，以减少电流流动。对于图5A中所示本发明的实例，电荷泵电容59、66和67，最好有约18皮法的电容。
[0046]图5A中还示出一个数字地面DGND。图5A的电路是由一个电源电压VS供电，通常处于4.5至18伏的范围。数字地面DGND适于被耦合到常规的电压调节器(未示出)，它提供了一个常规的数字地调节电压，用于操作本实例的CMOS的p阱。DGND —般保持在VS以下约5伏。
[0047]图5A是电路40的栅极放电和关断电路。当MOS场效应管5转变为OFF关闭状态时，电路40执行两个功能。首先，电路的40与栅极5a接地。其次，电路40产生一个关闭信号(SD)，用于关闭电压倍增器电路15A和电流控制振荡器20A，以节省MOSFET 5关闭状态下的功率。(此外，当MOS场效应管5被关断，DGND可以连接到电源电压VS由其他的控制电路(图中未示出)，如常规的PMOS开关，其源极连接到VS而其漏极连接到DGND，从而进一步确保本实例的CMOS逻辑电路在OFF关闭状态不消耗功率)。
[0048]栅极放电和关断电路40如图5B所示。电路40包括NMOS开关48，它有其漏极48a通过端子42连接到栅极5a和其源极48b连接到地。NMOS开关48的栅极48c由一个逻辑信号LS(通过在图5A和5B的端子41提供)控制，使得MOSFET 5处于关闭时NMOS开关480打开。逻辑信号LS基本上可以由任何常规的控制电路产生。NMOS开关48使得MOS场效应管5以一个合适的速率转变，在该速率下正常操作将不产生过量的RFI和EMI。如果需要的话，在不同的操作条件下，一个额外的较大的NMOS开关(图中未示出)，与相应的常规的逻辑电路，可并联连接在与NMOS开关48到接地栅极5a。例如，为了提供一种自动关机时的输出电路，MOS场效应管5被短路或超负荷地驱动额外的NMOS开关，这可以通过一个逻辑信号比开关48更快速地关闭MOSFET 5。
[0049]栅极放电和关断电路40还产生一个关闭信号SD (图5A和5C的端子43)，其随着LS变为高电平而变为高电平。关闭信号SD来自CMOS反相器46，包括晶体管46a和46b，由包括晶体管44a和44b的第二 CMOS反相器44驱动。CMOS反相器44由逻辑信号LS通过端子41驱动。如果需要的话，一个额外的CMOS反相器(图中未示出)，与相应的常规逻辑电路，可以与CMOS反相器44的输出一起进行逻辑或运算，以产生一个高电平的关机信号SD用于M0SFET5的输出电路的短路或过载时自动关闭。
[0050]关机信号SD被耦合到电压倍增器电路15A的电路45和电流控制振荡器20A。电路45是一个CMOS开关，包括晶体管48和49。响应于关断信号SD，CMOS开关45断开来自电源电压VS的电荷泵二极管63，并且连接到地，以确保MOSFET关闭时，功耗是最小的。
[0051]关断信号SD也以类似的方式被控制振荡器20A的电流利用，图5C所示的更详细的描述如下。
[0052]正如图5C所示，图5A的振荡器20A包括施密特触发器105、逆变器115和130，电流开关120和电平移位器135。
[0053]施密特触发器105的振荡频率的由通过端子71提供控制电流ICON和电容器106的电容大小的组合而设定。105施密特触发器包括晶体管107-112和接受反馈电流IFB电流开关120。反馈电流用来对电容器106进行充电和放电，其速率决定了振荡器20A的振荡频率。由反相器115的输出端子118通过端子121驱动电流开关120，它包括晶体管123-126。电流开关120 (I)所指示的控制电流ICON通过晶体管123到端子122，反过来，电容器106充电时，施密特触发器输出端113为高电平(即IFB=ICON),或(2)指示控制电流的ICON通过晶体管125和126至DGND以便允许晶体管124开启，从而将反馈端子122连接到DGND，反过来，放电电容器106至DGND时，施密特触发器输出端113为低电平。因此，电流开关120控制电容器106的充电和放电，反过来，控制施密特触发器105的状态的切换。其结果是，施密特触发器105的切换频率由ICON和电容器106的电容的大小来控制。
[0054]施密特触发器105、逆变器115和电流开关120的组合在电流开关120的端子127产生一个振荡的波形q'，其频率是电流控制的。反过来，振荡波形q'的用于驱动逆变器130，包括晶体管132和133，它产生波形q (端子131)振荡与q'相差180度的相位。波形q和q'有一个从DGND到VS的电压摆幅(约5伏)。分别在端子146和147产生波形Q和Q'，此电压摆幅由电平移位器135被转换为一个相应的更大的电压摆幅，从地到VS (约为
4.5至18伏)。电平移位器135由晶体管136-139组成。当关闭信号SD变为高电平(在图5C中的终端21)Q和Q'从VS断开并连接到地。晶体管141、142和143提供的这些关闭功能以确保在MOSFET是关闭时，功耗是最小的。
[0055]对于本实施例中，晶体管74的控制电流发生器25A被关断后，控制电流ICON开关从11+12到II。12优先被设置为一个约3倍的Il值，使得控制电流比是约4比I。因此，电流控制振荡器20A的频率下降了 4倍，此时栅极5a的栅极电压达到约为电源电压VS加上2倍的电源电压VS (VFSW)的平方根。电流控制振荡器20A的频率，优选约从500kHz减少到125千赫，作为控制电流的ICON约从8-10微安减少到2-2.5微安，而栅极电压VG超过VFSW。对于本实施例中，电容器106具有约5皮法的电容。
[0056]对于在本【技术领域】的技术人员很容易看出，在图5A-5C所示制作的栅极电荷泵电路使用低泄漏，结合高效的CMOS反相器的紧凑型电容器结构，这是理想的情况。这种低漏电电路，虽然不是必需的栅极电荷泵电路的基本操作，但是可以实现更高的效率。这些电路可以用于其他高性能CMOS电路(例如,斩波稳定放大器和微十六进制转换电路)。
[0057]这样可以看到，已经公开了微功率条件下用于驱动的MOSFET栅极开关的栅极电荷泵电路。本发明已由具体实例体现，说明书是对本发明的解说而不限制本发明。因此，只要没有脱离本发明的实质并且符合权利要求中的定义，在上述例子上做各种修改仍然属于本发明的范畴。
【权利要求】
1.一种微功率门电荷泵的功率场效应管，其特征是:电路对场效应晶体管的栅极进行充电，直至升压电压超过电源电压，该电路包括:一个电容具有一个输入端，用于接收振荡信号，以及一个输出端，用于产生升压后电压的电压倍增器，乘法器作用后引起的升压电压，以一定的速率增加从而超出了电源电压，该速率至少有一部分是由振荡信号的频率决定的；耦合到乘法器的振荡器产生的振荡信号，在第一频率或第二个较低的频率中选择以响应收到的控制信号，第一频率或第二频率使升压电压分别以第一速率和第二速率增加从而超出了电源电压；装置耦合于在场效应晶体管的栅极感测的电压，并做出响应产生控制信号，使得振荡器产生在第一频率下的振荡信号，当栅极电压小于的频率切换电压，振荡器产生在第二频率的振荡信号，此时栅极电压超过频率切换电压；由此当栅极电压超过频率切换电压时，该电路的功率消耗减少。
2.根据权利要求1所述的一种微功率门电荷泵的功率场效应管，其特征是:振荡器包括一个电流控制振荡器，该控制信号是一个电流；电压检测装置包括一个电压比较器。
3.根据权利要求2所述的一种微功率门电荷泵的功率场效应管，其特征是:上述控制信号是电流信号；电压感测的步骤也包括将一个栅极电压与预定的电压相比较。
4.根据权利要求3所述的微功率门电荷泵的功率场效应管，其特征是:上述的栅极电压已得到充分提高时，该电压达到一个值，该值使晶体管在预期的操作条件下被强制增强。
5.根据权利要求4所述的一种微功率门电荷泵的功率场效应管，其特征是:电荷泵电压倍增器包括两个电荷泵电容，以及两个逆变器驱动，彼此振荡信号不同相，上述的每一个反相器的输出分别耦合到一个不同的电荷泵电容。
6.根据权利要求5所述的一种微功率门电荷泵的功率场效应管，其特征是:当栅极电压低于规定的最低栅极电压值时，上述控制电流信号产生第一电流值，而当栅极电压超过预定的最小栅极电压值时，上述控制电流信号产生第二电流值。
7.根据权利要求6所述的一种微功率门电荷泵的功率场效应管，其特征是:上述运转状态检测装置至少包括两个二极管连接的NMOS晶体管，它们对应的p阱连接到地，上述晶体管与一个串联的电流源耦合用于提供一个小的偏置电流给晶体管二极管。
【文档编号】H03K17/04GK103618527SQ201310613604
【公开日】2014年3月5日 申请日期:2013年11月27日 优先权日:2013年11月27日
【发明者】不公告发明人 申请人:苏州贝克微电子有限公司