闭环控制系统以及与该闭环控制系统组合的放大器的制造方法

闭环控制系统以及与该闭环控制系统组合的放大器的制造方法
【专利摘要】提供了一种控制装置，其能够提供高动态分辨率并且适合于包含在集成电路内。所述控制装置接收表示被测对象的期望值的要求信号，以及表示所述被测对象的当前值或近期获得值的反馈信号。处理电路形成另一信号，该另一信号是要求信号和反馈信号的函数。然后，该另一信号经过至少积分函数。以采样方式处理或获取要求信号、反馈信号或所述另一信号。这种采样、即不连续处理的利用允许合成积分时间常数，否则将需要在集成电路内使用非常大量的部件，或者使用斩波部件。这两种选择都成本高。
【专利说明】闭环控制系统以及与该闭环控制系统组合的放大器
[0001] 相关申请的交叉引用
[0002] 本申请要求递交于2013年8月29日、名称为"CLOSEDLOOPCONTROLSYSTEM,AND ANAMPLIFIERINCOMBINATIONWITHSUCHACLOSEDLOOPCONTROLSYSTEM" 的大不列颠 专利申请No. 1315389. 5的优先权利益，该专利申请的全文通过引用合并于本文中。

【技术领域】
[0003] 本公开涉及闭环控制系统。该闭环控制系统能够允许实现比用于将系统参数设定 成目标值的数字控制信号的分辨率更佳的分辨率来进行受控系统的调节，所述分辨率可以 是动态分辨率。

【背景技术】
[0004] 通过器件来控制诸如放大器增益控制或电流控制的功能的系统通常包括闭环控 制系统，使得适当的电路接收目标值且自动地控制目标电路，以使其呈现出适合的响应，诸 如增益或电流。
[0005] 在一些系统中，期望进行精细控制。这通常涉及到在相邻步阶之间具有相对小的 步阶尺寸的数模转换器的使用。一些系统可以具有相对较大且可变的失调电压。这趋于涉 及到具有足够大的输出范围的数模转换器。如果在单个系统中出现精细控制和大的偏移， 则这趋于涉及高分辨率数模转换器的使用，具有在制造这种大（例如，在其输入字中有大 量的输入位）的精确器件方面关联的成本问题。因为这种器件在集成电路芯片上具有较大 的印迹，所以成本升高。期望实现精细控制，而不必制造高分辨率和宽范围的模数转换器。


【发明内容】

[0006] 本文公开了控制装置，包括处理电路，该处理电路用于接收表示被测对象（待测 量和控制的量或信号）的期望值的要求信号，以及表示被测对象的反馈信号（例如，反馈信 号能够表示被测对象的当前值或被测对象的近期获取的值）。处理电路配置为基于形成为 要求信号和反馈信号的函数的另一信号来执行至少积分功能。以采样方式来处理或获取要 求信号、反馈信号和另一信号。
[0007] 控制装置内信号的离散（与连续相对）时间处理的利用提供了设计灵活性并且还 可以用来减小部件尺寸。
[0008] 控制装置可用于设定通过RF功率放大器的晶体管的电流，诸如在移动电话系统、 TV系统、卫星系统、雷达系统等等中常见的RF功率放大器。通过这种晶体管的电流可以改 变以控制放大器的增益。
[0009] 在实施方案中，处理电路可布置成从诸如具有第二、较短时间常数的电阻器-电 容器组合的部件合成第一值的积分器时间常数。该合成可通过诸如电阻器_电容器组合之 一的积分器与信号节点的选择性连接和断开来执行。可以对连接/断开比率进行编程。这 允许利用芯片级部件（即，电阻器和电容器设由集成电路的一体部分）来合成时间常数，从 而合成通常不设在集成电路内或不易于设在集成电路内的部件的性能。电阻器本身可以通 过开关电容器来合成。

【专利附图】

【附图说明】
[0010] 本文中描述了本发明的控制系统和相关系统，现在仅参照附图通过非限制实施例 的方式来对此进行描述，在附图中：
[0011] 图1是放大器和用于放大器的控制环的顶层示意图；
[0012] 图2示出了基于图1所示的图表控制环的变型例，其中闭环的部分实现在数字域 中；
[0013] 图3更详细地示出了图1的电路；
[0014] 图4a是实现放大器中的漏极电流或增益变化的图1、图2或图3的DAC的代码变 化的时序图，图4b示出了图1、图2或图3所示的放大器的合成的漏极电流变化；
[0015] 图5a示出了改善闭环控制器的响应的信号预失真的实施例，图5b示出了预失真 信号之和，图5c示出了放大器的增益变化；
[0016]图6示出了另一变型例，其中积分器的输入充当求和结点；
[0017]图7示出了依照本公开另一实施方案的闭环控制器的变型例；
[0018]图8示出了闭环控制器的另一变型例；以及
[0019]图9示出了能够与本文所描述的其它实施方案中任一个一起使用的直接增益测 量方法。

【具体实施方式】
[0020] 闭环控制器的实施方案，通常由2指示，在图1中显示与通常由4指示的射频（RF) 放大器相结合。控制器2实现了具有物理硬件的控制电路。控制电路能够提供基于表示放 大器4的输出的反馈信号以及表示RF放大器4的输出的期望值的要求值的用于RF放大器 4的偏压信号。如图所示，偏压信号能够施加到例如场效应晶体管的栅极。图1所示的系统 布置成将通过负载14或晶体管10的电流I设定成预定电平。将理解的是，设定通过负载 14或晶体管10的电流I能够设定流经负载14和晶体管10中的另一个的电流。在图1所 示的布置中，晶体管10布置成充当射频放大器，RF信号经由示意性地表示为12的信号耦 合电路与晶体管的栅极11耦合。耦合电路12可以包括离散部件、带状线或任何其它适合 于操纵RF频率信号的电路系统。诸如电感器的负载14将高阻抗&提供给交流（AC)信号， 而将相对低的阻抗呈现给直流OC)信号。输出耦合部件或网络16可以与晶体管10的漏 极连接以提取放大的RF信号。晶体管10可以例如为双极结型晶体管（BJT)、金属氧化物半 导体场效应晶体管（M0SFET)、高电子迁移率晶体管（HEMT)、异质结双极型晶体管（HBT)、金 属半导体场效应晶体管（MESFET)、或横向扩散金属氧化物半导体（LDM0S)晶体管。虽然术 语"金属"和"氧化物"存在于例如M0SFET中，但是技术人员将理解这些晶体管可以具有由 除了金属之外的材料（诸如多晶硅）制成的栅极，并且具有由除了氧化硅之外的其它类型 的电介物（诸如高k电介物）制成的电介氧化物区域。而且，将理解的是，当晶体管10为 双极晶体管时，在基极处接收RF信号，并且放大的RF信号提供在集电极处，并且本文论述 的任何特征能够恰当地应用于功率放大器中的双极晶体管。晶体管10还可以形成为多个 晶体管并且可以具体实施在一个或多个放大级与诸如电容器、电阻器或晶体管的其它器件 相结合而存在的单片式微波集成电路（MMIC)上。因此，晶体管10可以由多个晶体管替代。 晶体管10可以具有随漏极电流而变化的跨导。因此，能够通过控制器件中的静态电流或低 频漏极电流（即，当RF信号存在时频率在信号带以下的电流）来控制由晶体管10和负载 14形成的RF放大器的增益。
[0021] 为了感测通过晶体管10的低频电流，电流感测晶体管20放置成与晶体管10串 联。能够使用其它的电流感测元件，诸如（但不限于）霍尔效应电流传感器或磁变压器。电 流感测电阻器20能够放置成与晶体管10的漏极串联，因为这样会对晶体管的增益具有最 小的影响，而将晶体管20放置成与晶体管10的源极串联通常会影响晶体管10的RF增益。 然而，在RF增益不成问题且目的是控制通过负载的电流的其它系统中，则晶体管20可以放 置成与晶体管10的源极串联。
[0022] 在图1所示的布置中，电流感测电阻器20连接到放大器4的正电源轨道，在数据 通信系统（诸如移动电话系统、电缆TV系统、卫星通信系统等）中的功率放大器的背景下 放大器4的正电源轨道可以处在例如大约+5至+100伏的电压下。在控制系统的其它应用 中可能适合其它电压。放大器4还可用于诸如雷达系统的其它应用。电阻器20通常是低 值，通常（但不一定）低于近似1欧姆，并且电阻器20两端的电压差相对于电源电压21相 对较小。因此，电阻器21的两个节点相对靠近于正电源电压21。电阻器20两端的电压差 可有益地放大以呈现给控制器2的控制环，并且还可以经过电压变换到更适合于控制器2 的控制环工作的电压范围内。这些操作能够由电流感测放大器22来执行，电流感测放大器 22具有第一输入端子24和第二输入端子26,第一输入端子24连接以感测电流感测电阻器 20的第一节点处的电压，第二输入端子26连接以感测作为电流感测电阻器的第二节点的 电压。应指出，其他的增益和电压变换电路对于本领域技术人员而言是已知的并且能够可 替代地实现。低通滤波器83可以引入到电流感测放大器22的输入与感测电阻器20之间 以防止射频（RF)信号与低频电流信号的混叠。
[0023] 为了改善放大器的性能，特别是用于低频测量的DC失调性能。电流感测放大器22 可以经过具有斩波/自动清零频率FSENSE的周期性自动清零或斩波操作。这些特征对于差 分放大器和仪器放大器设计领域的技术人员是公知的，无需在此处详述。感测放大器输出 信号可以呈现有限的带宽（例如，由于低频滤波器83、电流感测放大器22的带宽、斩波的使 用，或者因为以采样方式使用输出）。如果前向信号通道（从求和器30到感测电阻器20) 的极点变成传递函数的非主导极点，则这会使得系统不稳定。为了保持反馈环的稳定性并 且便于精确的/高增益感测放大器22的使用，期望将前向通道57的极点设定在比包括电 阻器20电流感测放大器22和求和器30的反馈通道的极点低的频率。诸如噪声或成本的 其他因素会驱动电流感测传感器22的带宽限制。反馈感测放大器22的输出信号可以是单 端的或差分的。
[0024] 测量电流值代表了被测对象F，其通过求和器30与要求电流值D进行比较以在输 出31处形成表示测量值与要求值之间的差值的另一信号SF。可以通过积分器40对另一信 号进行积分，该另一信号可视为误差信号。
[0025] 要求信号D由诸如数模转换器（DAC)50的信号源提供，并且在该实施例中，要求信 号D提供到求和器30的非反相输入34,而被测对象F提供给反相输入32。低通滤波器（图 1中未示出）能够引入在DAC50与求和器30之间以滤除诸如量化噪声的非期望信号部分。 如之前所述，求和器30的输出提供给积分器40。积分器40的输出可通过缓冲器（图1中 未示出，但是显示在图3中）缓冲，缓冲器可以提供低阻抗驱动能力、电压变换和/或反相， 从而为晶体管10提供适合的驱动信号BF。来自缓冲器或积分器的输出可通过滤波器55滤 波。这能够减少来自缓冲器60的噪声带宽朝向晶体管10传播，确保功率放大器的稳定性， 而且从RF的角度看，减少了从晶体管10的栅极11返回缓冲器60的RF信号通道。无需总 是设置缓冲器60。
[0026] 另外，电流感测放大器22的输出可以提供给模数转换器（ADC) 100。ADC100可用 于将信号提供给数字电路，该数字电路可用来修正闭环控制电路的操作。
[0027] 图2示出了反馈环在数字域中闭合的实施方案。通过模数转换器（ADC) 100来将电 流感测放大器22的输出数字化。通过ADC100生成的数值提供给数字控制块101，数字控 制块101在基本构造中起到求和器的作用。控制块101可以在一个输入处接收设定点信号 并且在第二输入处接收电流估计，并且处理这些以形成用于DAC50的数字信号。诸如（但 不限于）信号预失真和/或抖动的其他功能能够添加到该块中。
[0028] 通常表示为57的前向通道可以具有二阶滤波器传递函数特性，其还用来对DAC 50的量化噪声进行滤波（这能够应用于图1和图2所示的实施方案）。通过将DAC50和 积分器40的更新频率增至闭环的极点频率以上，这能够用来减小DAC50的分辨率，可选地 低至1比特。DAC50的量化噪声能够频繁低偏移到高频，其中实现相对较大的衰减并且由 于改善的信噪比，系统实现了改善的分辨率。该技术在传统数据转换器信号处理中称为过 采样。
[0029] 图3更详细地示出了图1的电路的实施方案。在图1所示的布置中，积分器40围 绕差分放大器42形成。图3所不的积分器40包括连接在反相输入46与放大器42的输出 48之间的电容器44。电阻器49连接在积分器40的反相输入46与求和器30的输出之间。 电容器44与电阻器49的这种组合形成了具有由电容器44的值Ci和电阻器49的值Ri确 定的时间常数的积分器。此外，因为反相输入充当虚拟地，所以电阻器49将负载阻抗设定 中求和器30上。在图3中，低通滤波器55由如下部件形成：电阻器62,其连接在缓冲器60 的输出与晶体管10的栅极11之间；以及电容器64,其连接在晶体管10的栅极与信号地之 间。
[0030] 砷化镓、氮化镓和类似异质结FET的特征在于，栅极通常消耗电流，并且该电流是 RF信号幅值的函数。还可能存在栅极电流分量，其独立于RF信号。因此，偏差量VQFF能够 作为栅极电流和电阻器62的电阻的乘积而存在。在一些电路构造中，晶体管10充当RF功 率放大器，的值可高达几伏特。另外，晶体管10的阈值电压VT可视为偏差量。因此，期 望信号BF跨相对较大的范围以解释和VT (几伏特），但是实现漏极电流变化所需的变 化\s可相对较小（由晶体管的跨导决定），例如在大约数十至数百毫伏的数量级上。
[0031] 如果信号BF由DAC直接产生，为了实现漏极电流的具体动态范围，则DAC动态范 围通常将显著大于此，从而解释乂^和乂:的值。由于图1、图2或图3的闭环本质，即DAC50 输出设定漏极电流而不是DAC动态范围匹配漏极电流所需的动态范围。V^、VT和晶体 管跨导的值都可以作为如温度的外部要素的函数而变化。该变化能够由闭环控制器2来抵 消，这样能够将漏极电流保持在经反馈通道元件（感测电阻器20、电流感测放大器22等） 定标的、由DAC50设定的值。由于增益与漏极电流之间的关系是已知的（或可测量的），DAC50的输入代码能够对应于放大器4的特定增益值，放大器4可以是如图所示的功率放 大器。
[0032] 此外，对于信号BF由DAC50直接产生的情况，输出缓冲器60通常必须确保信号 的定标和电平移位。如果该功能由反馈放大器来实现，则放大器的噪声通常由大于1的因 子来定标。这与本文所使用的方法不同，在本文中，积分器40可具有噪声定标因子1，并且 能够实现仅受电源电压限制的输出范围。
[0033] 在数据通信系统中，期望将发射放大器增益和接收器增益匹配至极接近的容差。 接收器可具有受限的增益跟踪带宽，因此，接收器具有对于发射器增益变化具有依照接收 器的带宽的需要。如果发射器的放大器增益以线性方式（即，斜坡）变化，则接收器的规格 可规定斜坡的受限斜率（转换速率）。该斜坡可通过离散步阶AGMX来描述，该离散步阶可 经低通滤波器55滤波以依照接收器要求赋予更平滑的转变。对于DAC50的每一增量或减 量，闭环控制器2能够调节信号BF从而实现对应于AGmx的期望漏极电流步阶。
[0034] 在一个实施例中，放大器4的活跃范围是10dB，并且最大增益步阶A等于 O.ldB。对于增益与漏极电流之间的线性传递函数，这变换成由DAC50产生的100个离散 的步阶，这等于7比特分辨率。
[0035] 例如，假设期望放大器增益以+/-GA从第一增益值G1变换到第二增益值G2。此 夕卜，期望在如图4a和4b所示从跨度T1至T2的时间段Tg在以大致线性的方式解算该变 换。初始增益G1由DAC代码C1表示，最后的增益G2由DAC代码C2表示，并且差值C2-C1 由CA表示。
[0036] 假设Tg= 10毫秒且GA= 2dB。如果DAC最低有效位（LBS)大小对应于AG^， 则每次变化能够以AG^的20个步阶来描述。如果将2dB的增益变化在时间段Tg内均等 地划分，则这意味着DAC50应当以每500毫秒的更新周期Tupdate来更新。DAC更新过程可 通过有限状态机或其他适合的控制逻辑来控制。有限状态机可布置成，一旦请求新的增益 值，就开始修正DAC输出代码。作为选择，有限状态机可布置成等待准许其实现新增益的信 号。
[0037] 然而，发明人认识到，能够通过使用在较高频率下工作的离散时间积分器来减小 DAC50的分辨率。这可视为利用过采样。利用该方法，信号BF能够由控制电路2的积分器 40重复地采样。过采样允许实现较小的步阶尺寸，并且还可以允许修正斜率通道以减小可 能的过冲，如图4b所示。
[0038] 通过将开关80引入从求和器30到积分器40的信号通道，在图3中示出了离散时 间积分器的可能的实现方式。开关80能够在低阻抗态和高阻抗态之间切换，并且能够在频 率^INTEGRATOR下切换开关80,产生了每个 TiNTEGEATOE下出现的样本。此外，在每个工作循环中， 开关80可以具有接通周期Ton和关断周期Toff，Ton/Toff代表开关占空比，得到积分器的 修正的总时间常数。对于诸如（但不限于）开关电容器拓扑结构或电流积分器的离散积分 器，其它实现方式是可能的。
[0039] 如果闭环的带宽相应地设定成提供所需的滤波，则从点G1到G2的变换的步阶大 小独立于DAC分辨率并且能够近似为（图4b):
[0040]步阶大小=GA*TINTEe_K/Tg
[0041]因此，如果增益步阶限制为AGmx，所需的DAC分辨率减小了log2 (Tupdate/TINTE(；_k) 比特的因数。低通重构滤波器能够引入在DAC50和求和器30之间以衰减DAC50的量化 噪声。诸如抖动的其它技术能够用于DAC50以进一步提高分辨率。
[0042] 应当指出的是，开关80的使用改变了图3中实施方案的积分器时间常数。这是可 以理解的是，因为在单位时间段内，如果电阻器在该周期的部分中断开连接，则通过电阻器 的电荷量变得减小，并且这等同于对于整个单位时间段连接较大的电阻器。由此可以得出， 积分器40的合成的或有效的RC乘积能够表不为：

【权利要求】
1. 控制电路，包括处理电路，所述处理电路配置为接收表示被测对象的期望值的要求 信号以及表示所述被测对象的反馈信号，其中所述处理电路配置为基于形成为所述要求信 号和反馈信号的另一信号来执行至少积分功能，并且其中以采样方式来处理或获取所述要 求信号、所述反馈信号或所述另一信号中的至少一个。
2. 如权利要求1所述的控制电路，其中所述处理短裤具有用于接收所述要求信号的第 一输入，并且其中所述要求信号以不连续方式更新，并且更新之间的时间段是Tupdate，并且 其中所述控制电路内的采样电路配置为在每一个TINTEmrai对所述要求信号所述另一信号进 行采样，其中 TiNTEGEATOE 小于Tu PDATE °
3. 如权利要求1所述的控制电路，其中所述处理电路包括：积分器，其配置为执行所述 积分功能；以及开关，其与所述积分器串联，并且所述开关的占空比被控制从而修正所述积 分器的时间常数。
4. 如权利要求3所述的控制电路，其中所述积分器包括与放大器相关联的电阻器-电 容器网络或开关电容器，其配置为对所述放大器的输入进行积分。
5. 如权利要求1所述的控制电路，其中所述要求信号供给到求和电路的第一输入，并 且所述反馈信号供给到所述求和电路的第二输入，并且所述求和电路配置为将所述另一信 号形成为所述要求信号与所述反馈信号之间的差，并且所述另一信号供给到配置为执行所 述积分功能的积分器。
6. 如权利要求1所述的控制电路，其中离散时间电流感测放大器配置为在一频率 (FSENSE)下工作，并且所述处理电路配置为以采样频率（FINTE(；_K)对所述要求信号或所述另 一信号进行采样，其中所述放大器频率大致等于所述采样频率。
7. 如权利要求6所述的控制电路，其中积分器配置为执行所述积分功能，通过所述积 分器产生的时间常数在控制装置的响应特性中形成主导极点并且允许使用具有有限带宽 或采样输出的反馈通道放大器。
8. 如权利要求1所述的控制电路，还包括配置为供给所述要求信号的数模转换器。
9. 如权利要求8所述的控制电路，其中所述数模转换器具有最小输出步阶尺寸X，并 且在使用时，能够在每个Tupdate更新输出，并且其中，所述控制电路配置为在每个更新周期 Tupdate对来自所述数模转换器的输出信号采样Q次，以将在每个周期内具有Q步阶的分级信 号与步阶尺寸X/Q合成。
10. 如权利要求1所述的控制电路，其中所述被测对象是通过负载或通过晶体管的电 流。
11. 如权利要求10所述的控制电路，其中所述电流流经电流感测部件，并且来自所述 电流感测部件的输出提供给电流感测放大器。
12. 如权利要求1所述的控制电路，其中所述控制信号布置成使得所述要求信号被采 样到要求信号采样电容器上，并且感测电阻器两端的电压差被采样到至少一个反馈信号采 样电容器上，并且将保持在所述要求信号采样电容器和所述至少一个反馈信号采样电容器 上的采样值组合。
13. 如权利要求12所述的控制电路，其中所述要求信号采样电容器和所述至少一个反 馈信号采样电容器能够通过至少一个开关连接以共享电荷且因此充当求和器。
14. 如权利要求13所述的控制电路，其中所述至少一个开关的接通时间改变从而控制 配置为执行所述积分功能的积分器的积分器时间常数。
15. 如权利要求1所述的控制电路，与放大器组合，还包括布置为估计所述放大器的增 益的电路系统。
16. 包括射频放大器的装置，所述射频放大器包括晶体管，其中通过所述晶体管的电流 被设定成期望值，所述装置还包括如权利要求1所述的控制电路。
17. 如权利要求16所述的装置，还包括配置为将射频信号注入所述晶体管的控制端子 的信号注入电路，所述信号注入电路还包括偏压元件，所述偏压元件配置为对所述晶体管 施加偏压以设定通过所述晶体管的静态电流。
18. 如权利要求16所述的装置，其中所述晶体管是砷化镓或其他高载流子迁移率晶体 管，其中静态或低频电流幅值设定晶体管增益，并且其中所述要求信号是从查找表或电子 实现算法产生的以将增益设定成期望值或者将增益改变期望量，并且其中所述增益映射到 通过所述晶体管的至少电流。
19. 如权利要求18所述的装置，还包括第二放大器控制环，包括配置为测量射频信号 的功率且调节所述要求信号的电路。
20. 如权利要求1所述的控制电路，还包括配置为接收用于修正系统响应的预失真信 号的输入。
21. 产生控制信号的方法，所述方法包括：接收表示被测对象的期望值的要求信号；接 收表示所述被测对象的反馈信号；以及基于形成为所述要求信号和所述反馈信号的函数的 另一信号来执行至少积分功能，并且其中以采样方式处理或获取所述要求信号、所述反馈 信号或所述另一信号中的至少一个。
22. 包括射频放大器和控制电路的装置，其中所述射频放大器具有失调电压，并且所述 控制电路配置为对所述失调电压进行补偿以使所述控制电路的输入信号仅需要跨足以设 定所述射频放大器的增益的电压或电流范围。
23. -种装置，包括： 放大器；以及 控制电路，其配置为产生偏压信号以偏置所述放大器，所述控制电路包括： 开关，其配置为通过在低阻抗状态和高阻抗状态之间变换而提供采样信号；以及 积分器，其配置为接收来自所述开关的采样信号以产生表示要求信号和反馈信号之间 的采样差的积分的积分信号，其中所述要求信号表示所述放大器的输出的期望值，并且其 中所述反馈信号表示所述放大器的所述输出； 其中所述控制电路配置为基于所述积分信号来产生所述偏压信号。
【文档编号】H03F3/189GK104423409SQ201410432667
【公开日】2015年3月18日 申请日期:2014年8月29日 优先权日:2013年8月29日
【发明者】R·A·博德纳尔, P·J·普拉特, D·伯克, P·J·汤吉 申请人:亚德诺半导体集团