一种流水线逐次逼近型模数转换器的前端自校准方法与流程

1.本发明属于集成电路设计中的模数转换器(adc)电路技术领域，特别涉及一种流水线逐次逼近型模数转换器的前端自校准方法。


背景技术：

2.流水线逐次逼近型(sar)模数转换器(adc)通常适用于高速(采样率大于500msps)高精度(12位以上)低功耗adc的应用场景，例如5g射频芯片等。sar adc的优点是高精度和低功耗，而缺点是其架构本身会限制adc的转换速度，因为它需要多拍转换才能输出一次转换结果，即使是先进工艺下，其最大速度也不能满足某些情况下的要求。流水线adc的优点是高速和高精度，而缺点是高功耗，其功耗的主要来源是级间的余量(残差)放大器(residue amplifier，ra)和级间增益校准电路。流水线sar adc是sar adc和流水线adc的混合结构，以sar adc为基本单元，将其多级流水线实现流水线sar adc，使得速度和功耗都较为折中以满足实际的需求。一般流水线sar adc和流水线adc的界限在于，前者通常是2级或者3级流水线，而后者通常是6级以上的流水线。
3.传统的12位流水线sar adc结构如图1所示，它是一种4
‑4‑
6结构，它的总位宽是14位，有效位宽是12位，其中第一级和第二级之间以及第二级和第三级之间各留有1位的冗余，以保证前级给到后级的余量不超过后级的满量程输出而导致严重的转换错误。该结构由三个子sar adc模块(4bit的sar adc1,4bit的sar adc2和6bit的sar adc3)，两个余量放大器ra1和ra2以及一个数字信号处理模块组成。其中输入信号vop/von依次级联到sar adc1,ra1,sar adc2,ra2,sar adc3，而子模块sar adc1的4位输出dout1<4:1>输出到数字信号处理模块,子模块sar adc2的4位输出dout2<4:1>输出到数字信号处理模块,子模块sar adc3的6位输出dout3<6:1>输出到数字信号处理模块，经过处理后输出有效数字输出dout<12:1>。余量放大器ra1的设计电压增益为8，实际增益偏差为1/a1,实际电压增益a1为8/a1，余量放大器ra2的设计电压增益为8，实际增益偏差为1/a2,实际电压增益a2为8/a2，称a1和a2为级间增益误差系数，它是由工艺角温度电压(pvt)偏差以及工艺失配导致的。通常dout<12:1>＝dout1<4:1>*256+a1*(dout2<4:1>*32+a2*dout1<6:1>)，而数字信号处理模块的功能就是找到系数a1和a2并完成上述计算，简而言之即检测和校准。
4.这种图1所示结构的流水线sar adc的正常转换流程如图2所示，包括首先默认这种adc的采样结构是通用的下极板采样(与之对应的是上极板采样，区别是下极板采样通过下极板采样信号，上极板采样共模电压，采样结束时下极板的信号翻转到上极板保持，而上极板采样是上极板直接采样信号，下极板短接固定电平)。其转换流程为：
5.第一步，采样信号输入到第一级sar adc完成采样，采样信号保持在第一级sar adc；
6.第二步，第一级sar adc完成4位转换并输出4位数字码dout1，第一级余量输入到第一余量放大器ra1中保持；
7.第三步，第一级余量经过ra1放大后输入到在第二级sar adc中保持，第二级sar完
成4位转换并输出4位数字码dout2，第二级余量输入到ra2中保持；
8.第四步，第二级余量经过ra2放大后输入到第三级sar adc中保持，第三级sar完成6位转换并输出6位数字码dout3；
9.第五步，三级adc转换完成后的输出dout1，dout2，dout3经过数字信号处理模块合并并校准后输出12位数字码dout。
10.传统的流水线sar adc的校准电路如图3所示，它具体的由4个部分组成：检测信号产生电路，流水线saradc，数字检测电路和数字校准电路。其校准方法为检测信号产生电路产生特定的检测信号输入到流水线saradc，流水线saradc的各级输出dout1,dout2,dout3输出到数字检测电路，根据特定的算法实现级间增益误差系数的检测，然后将系数a1和a2输出到数字校准电路，数字校准电路通过公式：dout＝dout1*256+a1*(dout2*32+a2*dout1)完成adc的级间增益误差校准后输出。传统的流水线sar adc的校准方案的缺点在于整个校准电路的总体成本较大，往往其数字检测电路以及数字校准电路的功耗和面积超出流水线sar adc的电路本身，传统流水线sar adc的校准电路的主要成本体现在复杂的数字检测电路和高功耗的数字校准电路中的数字乘法器。


技术实现要素：

11.本发明的目的是为克服已有技术的不足之处，提出一种流水线逐次逼近型模数转换器的前端自校准方法。本发明具有不依赖外部输入校准信号，无复杂的数字检测电路，无高功耗的数字校准电路且能实现高精度的级间增益误差系数校准的优点。利用流水线sar adc的固有电路实现级间增益误差的检测，通过在adc的参考电压端使用低功耗的r
‑
2r dac完成校准。
12.本发明提出一种流水线逐次逼近型模数转换器的前端自校准方法，其特征在于，该方法包括级间增益误差的检测和级间增益误差的校准两部分；首先利用流水线sar adc的固有电路，通过关闭下极板信号采样开关时钟得到确定的模拟输入，再通过使能和关闭第n级流水线sar adc的末位转换时钟得到两种情况的数字输出，n为大于等于2的正整数，以此得到两个相同模拟输入不同数字输出，根据两种情况的数字输出形成一个等式，实现流水线sar adc的第n级和第n
‑
1级的级间增益误差的检测，以及再根据检测的增益误差系数，从低位开始依次通过r
‑
2r电阻分压dac改变流水线sar adc第n
‑
1级和第n级的参考电压比值，进而调整第n级和第n
‑
1级的级间增益，通过满量程偏差(与参考电压线性相关)导致的流水线sar adc级间增益误差和流水线sar adc余量放大器增益误差导致的级间增益误差互相抵消，来完成级间增益误差的校准。
13.对于上述n级流水线sar adc(n为大于等于2的正整数)，其校准具体流程为：
14.第一步，流水线sar adc的第一级sar adc下级板采样，下极板对信号的采样关闭，上级板对共模电平采样；用于实现在不依赖外部输入信号的情况下，adc内部自身通过采样共模电平产生的差分输入0信号作为检测信号；
15.第二步，sar adc根据该检测信号完成正常转换，输出dout_a；用于产生一个检测用的基准数字输出供后续的级间增益误差检测使用；
16.第三步，第一级sar adc下级板采样，下极板对信号的采样关闭，上级版对共模电平采样；同第一步，产生差分0信号作为检测信号；
17.第四步，sar adc的第n
‑
1级的末位转换功能被关闭，其余部分正常转换(由于流水线的级间至少存在1比特的转换冗余位，此时流水线sar adc仍能完成正确的转换)，该检测信号转换得到数字输出dout_b，dout_b＝0+os；用于产生一个检测用的数字输出供后续第n
‑
1级到第n级的间增益误差检测使用；
18.第五步，通过dout_a＝0+os＝dout_b构建一个检测机制，若级间增益误差存在，则等式不成立，通过调整第n级参考电压值去校准第n
‑
1级到第n级的级间增益误差，当增益误差系数被校准到等于1时，等式dout_a＝dout_b成立；
19.第六步，第一级sar adc下级板采样，下极板对信号的采样关闭，上级版对共模电平采样；同第一步，用于产生差分0信号作为检测信号；
20.第七步，sar adc的第n
‑
2级的末位转换功能被关闭，其余部分正常转换(由于流水线的级间至少存在1比特的转换冗余位，此时sar adc仍能完成正确的转换)，该检测信号转换得到数字输出dout_c；用于产生一个检测用的数字输出供后续第n
‑
2级到第n
‑
1级的间增益误差检测使用，由于输入信号为差分0信号，因此dout_c＝0+os；
21.第八步，通过dout_a＝0+os＝dout_c构建一个检测机制，若级间增益误差存在，则等式不成立，通过调整第n
‑
1级参考电压值去校准第n
‑
2级到第n
‑
1级的级间增益误差，当增益误差系数被校准到等于1时，等式dout_a＝dout_c成立；
22.第九步，从n级到n
‑
1级的级间增益误差开始，直到第2级和第1级的级间增益误差依次实现校准，直到所有级之间的级间增益误差系数从低位到高位都被校准到1，校准完成。
23.本发明的特点及有益效果：
24.本发明的特点是流水线sar adc上电后先进行一个校准流程完成自校准再进行正常的转换流程，因此属于前端自校准。本发明适用于所有级数流水线sar adc。
25.(1)不依赖外部输入信号来实现校准功能。
26.(2)不引入额外检测电路利用流水线sar adc的固有电路实现高精度的级间增益误差的检测。
27.(3)将传统校准方案中的数字校准单元的数字乘法器功能在模拟端低功耗实现，通过r
‑
2r电阻分压式dac改变级间满量程电压比例来抵消余量放大器的增益误差，以此来实现高精度级间增益误差校准。
附图说明
28.图1是传统的流水线逐次逼近型adc结构示意图。
29.图2是传统的流水线逐次逼近型adc转换流程图。
30.图3是传统的流水线逐次逼近型adc校准电路示意图。
31.图4是本发明方法的整体流程图。
32.图5是本发明的校准方法电路实施例示意图。
具体实施方式
33.本发明提出一种流水线逐次逼近型模数转换器的前端自校准方法，结合附图及实施例详细说明如下：
34.本发明提出一种流水线逐次逼近型模数转换器的前端自校准方法，其特征在于，该方法包括级间增益误差的检测和级间增益误差的校准两部分；首先利用流水线sar adc的固有电路，通过关闭下极板信号采样开关时钟得到确定的模拟输入，再通过使能和关闭第n级流水线sar adc的末位转换时钟得到两种情况的数字输出，n为大于等于2的自然数，以此得到两个相同模拟输入不同数字输出，根据两种情况的数字输出形成一个等式，实现流水线sar adc的第n级和第n
‑
1级的级间增益误差的检测，以及再根据检测的增益误差系数，从低位开始依次通过r
‑
2r电阻分压dac改变流水线sar adc第n
‑
1级和第n级的参考电压比值，进而调整第n级和第n
‑
1级的级间增益，通过满量程偏差(与参考电压线性相关)导致的流水线sar adc级间增益误差和流水线sar adc余量放大器增益误差导致的级间增益误差互相抵消，来完成级间增益误差的校准。
35.本发明上述n级流水线sar adc的校准方法，其校准具体流程如图4所示，包括以下步骤：
36.第一步，流水线sar adc的第一级sar adc下级板采样，下极板对信号的采样关闭，上级版对共模电平采样。这一步实现的功能是在不依赖外部输入信号的情况下，adc内部自身通过采样共模电平实现检测信号的产生，它本质上是个差分输入0信号(差分信号为共模电平减共模电平，等于0v)。
37.第二步，sar adc根据这个检测信号完成正常转换，输出dout_a。这一步实现的功能是产生一个检测用的基准数字输出供后续的级间增益误差检测使用，由于输入信号为差分0信号，因此dout_a＝0+os(os为固定偏差，与输入信号和转换过程无关)。
38.第三步，第一级sar adc下级板采样，下极板对信号的采样关闭，上级版对共模电平采样；同第一步，产生差分0信号作为检测信号。
39.第四步，sar adc的第n
‑
1级的末位转换功能被关闭，其余部分正常转换，由于流水线的级间至少存在1比特的转换冗余位，此时流水线sar adc仍能完成正确的转换，根据这个检测信号转换得到数字输出dout_b；这一步实现的功能是产生一个检测用的数字输出供后续第n
‑
1级到第n级的间增益误差检测使用，由于输入信号为差分0信号，因此dout_b＝0+os。
40.第五步，通过dout_a＝0+os＝dout_b构建一个检测机制(数字电路实现等式判断的电路复杂度非常低)，若级间增益误差存在，则等式不成立，通过调整第n级参考电压值去校准第n
‑
1级到第n级的级间增益误差，当增益误差系数被校准到等于1时，等式dout_a＝dout_b成立。对于这一步实现的功能做更具体的解释：dout_b相较于dout_a,其第n
‑
1级由于末位的转换功能被关闭，第n
‑
1级将产生新的数字输出，同时第n级也将产生新的数字输出，当dout_b等于dout_a时，级间增益误差系数为1，不需要再在数字端通过对第n级数字输出乘以一个级间增益误差使得dout_b等于dout_a，这里通过调整调整第n级参考电压值进而调整级间增益误差系数，通过多次搜寻迭代，使得最终dout_b等于dout_a，此时第n
‑
1级和第n级的级间增益误差系数为1
41.第六步，第一级sar adc下级板采样，下极板对信号的采样关闭，上级版对共模电平采样；同第一步，产生差分0信号作为检测信号。
42.第七步，sar adc的第n
‑
2级的末位转换功能被关闭，其余部分正常转换，由于流水线的级间至少存在1比特的转换冗余位，此时流水线sar adc仍能完成正确的转换，根据这
个检测信号转换得到数字输出dout_c；这一步实现的功能是产生一个检测用的数字输出供后续第n
‑
2级到第n
‑
1级的间增益误差检测使用，由于输入信号为差分0信号，因此dout_c＝0+os。
43.第八步，通过dout_a＝0+os＝dout_c构建一个检测机制，若级间增益误差存在，则等式不成立，通过调整第n
‑
1级参考电压值去校准第n
‑
2级到第n
‑
1级的级间增益误差，当增益误差系数被校准到等于1时，等式dout_a＝dout_c成立。其功能原理解释同第五步
44.第九步，依次实现校准，直到所有级之间的级间增益误差系数从低位到高位都被校准到1，校准完成，退出校准模式。对于这一步做更具体的解释：对于n级流水线sar adc，需要从低位到高位依次校准，否则校准会不收敛，即从n级到n
‑
1级的级间增益误差开始，直到第2级和第1级的级间增益误差被校准。
45.为了阐明上述校准流程中的第一步(同第三步和第六步)提到的检测信号产生机制，以及第五步(同第八步)提到的检测和校准的功能实现机制，为实现本发明的校准方法实施例的电路实施例，以两级流水线sar adc为例，其电路组成如图5所示。其中第一级sar adc1是n位sar adc，第二级sar adc2是m位sar adc，它们之间存在1位的冗余位，最终输出n+m
‑
1位的有效数字输出(n和m均为大于2的正整数，通常取值为4或者5或者6)。该电路由第一级子adc模块sar adc1(图中示出差分电路细化结构)，余量放大器ra，第二级子adc模块sar adc2以及第一级参考电压vrefp1产生电路和第二级参考电压vrefp2的产生电路组成(这些模块除了在第二参考电压产生电路中增加了r
‑
2r dac(r
‑
2r电阻梯形网络数模转换器)外，都是常规流水线sar adc固有电路)。其连接关系为：第一adc子模块n位sar adc1的模拟输出接第一余量放大器ra的输入，数字输出为dout1<n:1>，ra的输出接第二adc子模块m位sar adc2的输入，sar adc2的数字输出为dout2<m:1>。第一参考电压产生电路的输出vrefp1接sar adc1的参考电压端，第二参考电压产生电路的输出vrefp2接sar adc2的参考电压端。对于第一adc子模块n位sar adc1,它由n个容值分别为1c,2c,
…
,2
n
‑1c的电容，n个单刀单掷开关，n个单刀双掷开关，一个共模开关组成(这里都是常规流水线sar adc固有电路，其中剩余部分如比较器，逻辑电路等图中未示出，除了余量放大器ra外，图示剩余差分结构仅示出一半的单端部分电路，另一半是其差分对称结构)。其连接关系为：第一电容1c的下极板接第一单刀单掷开关和第一单刀双掷开关，第二电容2c的下极板接第二单刀单掷开关和第二单刀双掷开关，
……
，第n电容2n
‑
1c的下极板接第n单刀单掷开关和第n单刀双掷开关，第一到第n电容上级板通过第一共模开关接共模电压vcm同时接ra输入，共模开关的控制端接采样时钟s2，第一到第n单刀单掷开关的另一端接输入信号vin，控制端接采样时钟s1，第一到第n单刀双掷开关的另一端接分别接地和参考电压vrefp1。对于参考电压产生电路，它由两个缓冲器和一个r
‑
2r电阻分压式dac组成，其连接关系为：第一缓冲器buf1的正输入接基准电压vbg，负输入和输出连接组成负反馈，输出为vrefp1，它们构成第一参考电压产生电路。第一r
‑
2r电阻分压式dac的输入接基准电压vbg，输出接第二缓冲器buf2的正输入，buf2的负输入和输出连接组成负反馈，输出为vrefp2，它们构成第二参考电压产生电路。
46.本电路的工作原理结合图5说明如下：adc正常工作时，采样电容阵列1c,2c,
…
,2
n
‑1c的下极板通过s1c控制的开关对输入信号vin采样，上极板通过s2控制的开关对共模电压采样，采样完成后，下极板的开关从采样开关切换到逻辑开关sar1,sar2,
…
,sarn,下极板
的输入信号翻转到上极板保持下来，adc开始n位的转换，转换完成后输出n位数字输出。在校准模式下，在adc采样阶段，采样时钟s1c被关闭，采样电容下极板不再采样输入信号，而是直接接到复位状态的逻辑开关，上极板通过s2控制的开关对共模电压采样，采样完成后，sar adc1转换的输入信号是共模电压vcm，实际差分信号为0。通过上述的电路机制可以实现校准流程的第一步(同第三步和第六步)，不依赖外部输入信号和额外的电路产生特定的模拟输入作为检测信号。
47.结合图5，adc正常工作时，在采样完成后，逻辑开关sarn到sar1依次切换完成n位的转换，在转换完成后输出n位数字输出dout1<n:1>，转换余量等于vin
‑
dout1<n:1>*lsb1(其中lsb1是sar adc1的最小量程为满量程除以2
n
，设满量程为t1，lsb1＝t1/2
n
，dout1<n:1>＝dout1<n>*2
n
‑1+dout1<n
‑
1>*2
n
‑2+
…
+dout1<1>*20),经过余量放大器ra放大2
n
‑1后给第二adc子模块sar adc2开始转换，转换完成输出m位数字输出dout2<m:1>，最终的输出数据dout＝dout1<n:1>*2
m
‑1+dout2<m:1>+os(os为adc转换过程中的固定偏差，由工艺失配导致)。在校准模式，vin＝0(共模为vcm，差模为0)，sar adc1在完成正常n位转换后输出dout1＝011
…
111或者100
…
000，余量等于+1/2lsb1或
‑
1/2lsb1即+t1/2
n+1
或
‑
t1/2
n+1
，为方便描述，我们将上述两种对称的情况简并为一种，它不会影响最终的原理阐述，即sar adc1在完成正常n位转换后输出dout1＝011
…
111，余量等于t1/2
n
，通过ra放大2
n
‑1/a倍给到sar adc2转换，即sar adc2的转换输入是t1/2/a，若其满量程为t2，则其数字输出dout2<m：1>＝(t1/t2/a)*2
m
‑1,此时adc的正常转换数字输出dout_a＝(0*2
n
‑1+1*2
n
‑2+
…
1*20)*2
m
‑1+(t1/t2/a)*2
m
‑1+os。同理在sar adc1的末位sar1的转换被关闭之后，其输出dout1＝011
…
110，因此导致sar adc2输出dout2＝(t1/t2/a)*2
m
使，此时adc的数字输出dout_b＝(0*2
n
‑
1 +1*2
n
‑
2 +
…
0*20)* 2
m
‑1+ (t1/t2/a)*2
m
+os, 当级间增益误差被校准是dout_a＝dout_b的充要条件,即(0*2
n
‑1+1*2
n
‑2+
…
1*20)*2
m
‑1+(t1/t2/a)*2
m
‑1+os＝(0*2
n
‑1+1*2
n
‑2+
…
0*20)*2
m
‑1+(t1/t2/a)*2
m
+os，简化等式为t1/t2/a＝1，特殊例子是当sar adc1的满量程t1和sar adc2的满量程都为1，增益误差系数a也1时，流水线adc不需要校准输出也不存在误差。通过上述步骤，可以对比dout_a＝dout_b等式是否成立，以此检测级间增益系数是否被校准，dout_a＝dout_b在数字端的判断实现代价极小，且由于两种情况dout2的变化极大(接近其一半满量程)，可以做到高精度检测，其检测精度约等于sar adc2的转换精度的一半(利用了其一半动态范围)，也正好是要求的校准精度。通过上述的电路机制可以实现上述校准流程的第五步(同第八步)，实现高精度的级间增益误差检测。
48.结合图5，以及以上描述，级间增益误差校准完成的充要条件是t1/t2/a＝1，电路上的理解为，当满量程偏差导致的级间增益误差和余量放大器增益误差导致的级间增益误差互相抵消时，流水线sar adc的输出具有天然的线性，不需要数字端的校准。sar adc1满量程t1和第一级参考电压vrefp1线性相关，sar adc2满量程t2和第二级参考电压vrefp2线性相关，余量放大器增益误差a是一个固有系数。通过一个r
‑
2r电阻分压dac，逐次向一个方向调整参考电压vrefp2，使得t1/t2/a＝1，从而完成整个级间增益的校准。通过上述的电路机制可以实现上述校准流程的第五步(同第八步)，实现高精度的级间增益误差校准。