专利名称：接收机和收发两用机的制作方法
技术领域：
本发明涉及适合于在卫星通信、移动通信和移动卫星通信中使用的数字通信接收机和数字通信收发两用机。
作为普通时钟恢复电路，例如在电子和通信工程师学会出版的技术文献“数字信号处理的应用(Application for Digital SignalProcessing)”第169页上已有描述。
图16表示了一个其中已对时钟恢复电路加入了数字PLL的系统，即一种被称为“零交叉法”的系统。
在图16中，示出了输入接收信号的输入端1，解调接收信号的解调器2，检测可变分频器6输出的时钟和被包括在解调器2所产生的输出的接收信号中的符号时钟分量这两者之间的相位差的相位比较器3，对相位比较器3产生的输出求平均的随机游动滤波器4，按照被包括在接收信号中的符号时钟分量的整数倍的频率来产生振荡的固定频率振荡器5，以一个相应于随机游动滤波器4产生的输出的分频系数来对固定频率振荡器5产生的输出进行分频并向每一部分输出受到包括在接收信号中的符号时钟的同步的时钟信号的可变分频器6，以及由随机游动滤波器4、固定频率振荡器5和可变分频器6组成的时钟再生电路100。
图17是表示相位比较器结构方案的一实例的方框图。在图17中，示出了用于输入相应于解调器2输出信号的MSB(最高有效位)的一位的输入端10，用于输入从可变分频器6输出的时钟的输入端11，用于对输入端11提供的输出进行倒相的反相器12，根据反相电路12输出的时钟来锁存从输入端10输入的信号的第一锁存电路13，根据输入端11提供的输入时钟来锁存从输入端10输入的信号的第二锁存电路14，根据从输入端11输入的时钟分别来锁存第一和第二锁存电路13和14产生的输出的第三和第四锁存电路15和16，对第三和第四锁存电路15和16提供的输出进行异或运算的异或电路17，用于输出异或电路17输出的信号给外界的输出端18，用于对第二和第四锁存电路14和16输出的信号进行异或运算的异或电路19，以及用于输出异或电路19输出的信号给外界的输出端20。
图19是表示随机游动滤波器4结构的一个实例的方框图。在图19中，示出了一个用于输入由输出端18提供的输出的输入端30，用于输入由输出端20提供的输出的输入端31，一个用于输入从可变分频器6输出的时钟的输入端32，一个2N阶梯递增/递减计数器33(它由输入端32提供的时钟来启动)用于根据输入端30输入的信号进行递增/递减计数、并根据输入端30输入的信号执行允许/禁止操作，一个当2N阶梯递增/递减计数器33的计数值为2N时输出“推后”(Retard)信号的输出端34，一个当2N阶梯递增/递减计数器33的计数值为0时输出“提前”(Advance)信号的输出端35，以及一个当“推后”信号或“提前”信号被输出时将2N阶梯递增/递减计数器33的计数值设定为值N的N设定电路36。
图20是表示可变分频器6结构的一个实例的方框图。在图20中，标号40表示输入“推后”信号的输入端。标号41表示输入“提前”信号的输入端。标号42表示脉冲增加/消去电路，根据输入端40输入的信号和输入端41输入的信号分别给固定频率振荡器5的输出增加脉冲和从固定频率振荡器5的输出消去脉冲。标号43表示用于分频脉冲增加/消去电路42产生的输出的分频器。标号44表示用于将分频器43产生的输出供出到外界的输出端。
以下将描述图16所示零交叉法的操作。根据当前的零交叉法，对可变分频器6输出的时钟的相位进行控制，使得根据可变分频器6输出的时钟取样的零交叉点数据(1，0)的平均值成为“0.5”，由此，利用被包括在接收信号中的符号时钟分量来对可变分频器6输出的时钟进行相应同步。输入端1输入的接收信号被解调器2解调。
解调器2的输出中的以基带波形表示的符号位(MSB{1，0})被输入给相位比较器3。在相位比较器3中，第一锁存电路13从输入端10输入的信号中取样在零交叉点附近的数据，第二锁存电路14在奈奎斯特点附近取样该信号的数据。此外，第一和第二锁存电路13和14的输出根据输入给输入端11的时钟的定时而被锁存在它们相应的第三和第四锁存电路15和16中，与此同时，第二锁存电路14在下一个柰奎斯特点附近取样数据。
图18(a)表示基带信号的取样的一实例。该当前实例表示数据从+1变化到-1的情形。图18(b)表示在图18(a)中的软判决信号被看作是硬判决{1，0}的时刻的波形。在这一情形中，第二锁存电路14锁存靠近时刻(m＋1)的奈奎斯特点的数据，第三锁存电路15锁存靠近时刻(m＋(1/2))的零交叉点的数据，第四锁存电路16锁存靠近时刻(m)的奈奎斯特点的数据。
异或电路17将第三锁存电路15的输出(即时刻(m＋(1/2))的零交叉点信息)乘以第四锁存电路16的输出(即时刻(m)的奈奎斯特点信息)并从输出端18输出相乘的结果。因为，当数据从奈-1变化到+1和从+1变化到-1时，由于零交叉，时钟相位误差的正负号和相位误差信息的正负号相互一致，所以就实现了这一目的。
输出端18提供的输出相应于关于时钟的“超前/滞后”信息并且受到控制以使得输出值的平均值成为零，即按符号位(0，1)的形式为“0.5”。在本实例中，“0”被表示为“超前”场合的输出而“1”被表示为“滞后”场合的输出。
另外，异或电路19对第二锁存电路14的输出(即时刻(m＋1)的奈奎斯特点信息)和第四锁存电路16的输出(即时刻(m)的奈奎斯特点信息)进行异或运算，并从输出端20输出异或运算的结果。
当数据在各相继的奈奎斯特点之间保持不变时，则在该时间期间产生的零交叉点信息是无效的。因此利用原始信号来确定从输出端18输出的零交叉点信息是“有效”还是“无效”。
在当前实施例中，当零交叉点信息是“有效”时输出“1”，当零交叉点信息是“无效”时输出“0”。
这样一来，当从可变分频器6输出的时钟的相位超前零交叉点(或奈奎斯特点)时，相位比较器3就输出“超前”信号“0”，当该时钟的相位滞后该零交叉点时，相位比较器3就输出“滞后”信号“1”。与此同时，还输出表示“滞后/超前”信号的“有效/无效”信号。
然后，随机游动滤波器4对于相位比较器3产生的输出数据求相位差信息的平均值。当输入端31输入的信号是“1”(即仅当相位比较器3的输出数据被看作“有效”)时，2N阶梯递增/递减计数器33才根据输入端32输入的时钟进行递增/递减计数。当输入端30输入的信号是“0”时，2N阶梯递增/递减计数器33的计数值递增1。反之，当该信号为“1”时，计数值递减1。
因此，当2N阶梯递增/递减计数器33的计数值为“2N”时，它就从输出端34输出“推后”信号，与此同时，N设定电路36将2N阶梯递增/递减计数器33的计数值设定为中间值“N”。
当计数值为“0”时，2N阶梯递增/递减计数器33就按照与上述相同的方式从输出端35输出“提前”信号，与此同时，N设定电路36将2N阶梯递增/递减计数器33的计数值设定为中间值“N”。因此，相位比较器3输出的信号就被2N阶梯递增/递减计数器33平均。
然后，随机游动滤波器4输出的“提前”和“推后”信号输入给可变分频器6。固定频率振荡器5的振荡频率通常选为符号速率的整数倍。
如果符号速率表示为fS(Hz)，固定频率振荡器与输出的频率表示为fOSC(Hz)，则有以下关系fOSC(Hz)＝MfS(Hz)(M整数)…………(1)当没有信号从输入端40和41输入时，固定频率振荡器5输出的信号就通过脉冲增加/消去电路42并输入到分频器43，分频器43将信号的频率除以M。这样一来，就从分频器43输出了分频符号速率(fS)时钟。
当从输入端40输入“推后”信号时，脉冲增加/消去电路42从固定频率振荡器5输出的时钟信号中消去相应于一个周期的时钟脉冲。结果是分频器43输出的时钟的相位比先前相位滞后了(l/M)周期。反之，当从输入端41输入“提前”信号时，脉冲增加/消去电路42给固定频率振荡器5输出的时钟信号增加相应于一个周期的时钟。结果是分频器43输出的时钟的相位比先前相位超前了(l/M)周期。以这样的方式根据输入端40和41输入的信号对分频器43输出的时钟信号进行相位控制。
因此，图16所示利用“零交叉”法的时钟恢复电路100允许用被包括在接收信号中的符号时钟分量对可变分频器6输出的时钟进行相位同步。
图21是表示在传统的二级环路时钟再生电路中应用的环路滤波器的结构的图示。当存在着相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率fRX(Hz)和时钟再生电路的自激频率fS＝(fOSC)/M(Hz)之间的差的时钟频偏时，该环路滤波器起作用。
在这一情形中，图16所示时钟再生电路100中的随机游动滤波器4如图21所示地进行局部地改变。
由于这样的二级环路结构，可以减少由于一级环路结构产生的时钟频偏造成的稳态相位误差。顺便提及，例如在Akiba出版公司出版的技术杂志“如何使用PLL IC(How to use PLL IC)”的第154页上描述了二级环路数字PLL。在该同一技术杂志的第26页上描述了稳态相位误差。
在图21中，示出了一个用于输入相位比较器3输出的信号的输入端50，一个用于输入可变分频器6输出的时钟的输入端51，一个代码变换电路52用于当相应于输入到输入端50的信号的“有效/无效”信号表示“有效”时，将超前/滞后信号(0，1)变换为(-1，+1)，而当该信号表示“无效”时输出“0”，一个将代码变换电路52的输出值和锁存电路54的输出值相加的加法器53，一个根据输入到输入端51的时钟来锁存加法器53的输出值的锁存电路54，一个包括了加法器53和锁存电路54的第一积分器55，一个用于将第一积分器55的输出值和锁存电路57的输出值相加的加法器56，该锁存器电路57根据输入到输入端51的时钟来锁存加法器56的输出值，一个由加法器56和锁存电路57组成的第二积分器58，一个用于当第二积分器58输出的值的绝对值大于给定值(例如当积分器58上溢或下溢)时输出“推后”或“提前”信号的比较器59，一个用于将随机游动滤波器4输出的信号和比较器59输出的信号相加的加法器60，以及一个用于向外界输出加法器60的输出的输出端61。
现在描述在时钟恢复电路100的随机游动滤波器4如图21所示地进行局部改变时，图16所示时钟恢复电路100的操作。
图16所示相位比较器3的输出分为“超前/滞后”信号和“有效/无效”信号，一些信号输入给随机游动滤波器4而其它信号输入给代码变换电路52。随机游动滤波器4如上所述地被启动，从而输出“提前/推后”信号。另一方面，代码变换电路52在“有效/无效”信号表示“无效”时输出“0”、在“有效/无效”信号表示“有效”和“超前/滞后”信号表示“超前”时输出“+1”、并且在“有效/无效”信号表示“有效”和“超前/滞后”信号表示“滞后”时输出“-1”。代码变换电路52输出的值(0，±1)输入给第一积分器55，并根据可变分频器6的每一输出时钟对该值(0，±1)进行积分处理。第一积分器55输出的信号再被第二积分器58积分。
当现在存在相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率fRX(Hz)和时钟恢复电路的自激频率fS(Hz)之间的差的频偏Δf(Hz)时，相应于该频偏Δf(Hz)的数值(Δf信息)就存储在锁存电路54中。
Δf信息被第二积分器58积分并在基本上恒定的时间间隔内超过比较器59的阈值。比较器59从中输出“提前/推后”信号。
作为一实例，图22表示在Δf信息为正值时第二积分器58的输出值以及比较器59输出“推后”信号的方式。
当第一积分器55的输出值(Δf信息)现在是正确的时候，比较器59就输出“推后”信号，以便补偿由于频率偏离造成的相移。因此，基本了以相同的频率来产生相位的比较器3输出的“超前/滞后”信号。
这样一来，第一积分器55的输出值按平均来计算保持在当前值。在这一状态下，可变分频器6输出的符号时钟按包括在接收信号中的符号时钟分量的频率fRX(Hz)进行相位同步。
因此，即使在存在相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率fRX(Hz)和时钟恢复电路的自激频率fS(Hz)之间的差的频偏Δf(Hz)时，由于图21所示的二级环路结构，可以无固定相位误差地进行相位同步。
在TDMA(时分多路存取)系统、TDM(时分多路复用)系统和对SCPC(每通道单个载波)的VOX(语音操作传输)控制的场合中、当间断地输入待接收信号时在时钟恢复电路中应用的环路滤波器的结构如图23所示。
在图中，具有与图21所示功能相同的功能的部件用相同的符号来表示。标号65表示一个用于输入选通信号给环路滤波器的输入端。标号66表示一个其操作由选通信号控制的随机游动滤波器。标号67表示一个如此地组构从而使第一积分器55增加了选通端、以及其操作由选通信号来控制的第三积分器。标号68表示一个如此地组构从而使第二积分器58增加了选通端、以及其操作由选通信号来控制的第四积分器。
现在描述图23所示环路滤波器的操作。当如图24(a)所示间断地输入待接收信号时，由于时钟恢复电路一直是在只有噪声分量而非接收信号的情况下工作，所以时钟恢复电路出现故障。
为了避免这样的故障，从输入端65输入如图24(b)所示仅在接收期间成为“低电平”的选通信号，以及在没有接收信号时如图24(c)所示使时钟恢复电路的环路滤波器(相应于图23中的随机游动滤波器66、第三积分器67和第四积分器68)处于“保持”状态。这样就使整个时钟恢复电路处于自激状态。因此，时钟恢复电路在存在接收信号的情况下被正常启动并在不存在接收信号的情况下处于自激状态，由此能够防止时钟恢复电路只接受噪声和出错。
但是，当存在相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量频率fRX(Hz)和时钟恢复电路的自激频率fS(Hz)之间的差的频偏Δf(Hz)和非接收时间间隔过长(即时钟恢复电路自由地运行所需的时间间隔过长)时，就会产生由于频偏Δf(Hz)而出现相移和在下一次接收时时钟恢复电路变得不同步的问题。
图25(a)、25(b)和25(c)分别表示在连续接收、3通道TDM信号接收和间断接收期间获得的接收信号的例子。
在图25(a)和25(b)所示连续接收和3通道TDM信号接收期间，时钟恢复电路能够保持同步。但是，当如在图25(c)所示间断接收期间非接收时间间隔非常长时，时钟恢复电路就不能够保持同步。
如上所述构成了各具有普通时钟恢复电路的接收机和收发两用机。在上述接收机和收发两用机中，当存在相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复电路的自激频率之间的差的频偏以及非接收时间间隔非常长时，就会产生时钟恢复电路不能够保持相位同步的问题。当根据时钟恢复电路输出的时钟来操作控制单元时，还会产生该控制单元不能够保持相位同步的问题。当利用控制单元输出的每一时钟产生待传输信号时，还会产生根据该时钟产生的待传输信号的准确度较低的问题。
因此，考虑到上述问题，本发明的目的是提供分别具有时钟再生装置和控制装置的接收机和收发两用机，即使当存在着一个相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复电路的自激频率之间的差的频偏并且非接收时间间隔较长时，该时钟再生装置和控制装置都能够保持相位同步。
本发明的另一目的是提供收发两用机，在该收发两用机中，当存在相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量频率和时钟恢复电路的自激频率之间的差的频偏并且非接收时间间隔非常长时，待传输信号具有平均高精度传输时钟。
根据本发明的第一个方面，为了实现上述目的，提供了一种接收机，它包括以下部件解调接收信号的解调装置；产生由包括在接收信号中的符号时钟分量来进行相位同步的时钟的时钟恢复装置；以及频偏补偿装置，用于控制组成时钟恢复装置的相位控制环路的可变分频器的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差。以与时钟再生装置的操作定时不同的操作定时来进行频偏补偿。
在如上所述构成的接收机中，频偏补偿装置以与时钟恢复装置的操作定时不同的操作定时来控制组成时钟再生装置的相位控制环路的可变分频器的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏。因此，即使非接收时间间隔较长也能够保持相位同步。
根据本发明的第二个方面，提供了一种接收机，它包括以下部件解调接收信号的解调装置；产生由包括在接收信号中的符号时钟分量来进行相位同步的时钟的时钟恢复装置；以及频偏补偿装置，用于控制组成时钟恢复装置的相位控制环路的可变分频器的可变分频比、以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差。以相应于帧脉冲或槽脉冲的操作定时来进行频偏补偿。
在如上所述构成的接收机中，频偏补偿装置以相当于帧脉冲或槽脉冲的操作定时来控制组成时钟恢复装置的相位控制环路的可变分频器的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏。因此，即使非接收时间间隔较长也能够保持相位同步。
根据本发明的第三个方面，提供了一种接收机，它包括以下部件解调接收信号的解调装置；产生由包括在接收信号中的符号时钟分量来进行相位同步的时钟的时钟恢复装置；可变地分频高速时钟的频率以便产生时钟恢复装置的基准时钟的基准时钟产生装置；以及频偏补偿装置，用于控制基准时钟产生装置的高速时钟的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差。以与时钟恢复装置的操作定时不同的操作定时来进行频偏补偿。
在如上所述构成的接收机中，频偏补偿装置以与时钟恢复装置的操作定时不同的操作定时来控制被包括在时钟恢复装置中的基准时钟产生装置的高速时钟的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏。因此，即使非接收时间间隔较长也能够保持相位同步。
根据本发明的第四个方面，提供了一种接收机，它包括以下部件解调接收信号的解调装置产生由包括在接收信号中的符号时钟分量来进行相位同步的时钟的时钟恢复装置；频偏补偿装置，用于以与时钟恢复装置的操作定时不同的操作定时来控制组成时钟恢复装置的相位控制环路的可变分频器的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏；以及控制装置，该控制装置接收时钟恢复装置的基准时钟、根据频偏补偿装置的频偏信息控制和补偿可变分频器的可变分频比，以及产生用以操作接收机中的各个相应部分和与此有关的其它设备的时钟及控制它们的信号。
在如上所述构成的接收机中，频偏补偿装置以与时钟恢复装置的操作定时不同的操作定时来控制组成时钟恢复装置的相位控制环路的可变分频器的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏。因此，即使非接收时间间隔较长也能够保持相位同步。。此外，由于控制装置接收时钟恢复装置的基准时钟并根据频偏补偿装置的频偏信息控制和补偿可变分频器的可变分频比，所以还能够保持控制装置的相位同步。
根据本发明的第五个方面，提供了一种收发两用机，它包括以下部件解调接收信号的解调装置；产生由包括在接收信号中的符号时钟分量来进行相位同步的时钟的时钟恢复装置；可变地分频高速时钟的频率以便产生时钟恢复装置的基准时钟的基准时钟产生装置；频偏补偿装置，用于以与时钟恢复装置的操作定时不同的操作定时来控制基准时钟产生装置的高速时钟的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差；以及从时钟恢复装置接收其频偏得到补偿的基准时钟以便产生用以操作收发用两机中的各个相应部分和与此有关的其它设备的时钟及控制它们的信号的控制装置。
在如上所述构成的收发两用机中，频偏补偿装置以与时钟恢复装置的操作定时不同的操作定时来控制被包括在时钟恢复装置中的基准时钟产生装置的高速时钟的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏。因此，即使非接收时间间隔较长也能够保持相位同步。此外，由于控制装置从时钟恢复装置接收其频偏得到补偿的基准时钟并将其设定为在控制单元内使用的基准时钟，所以还可保持控制装置的相位同步。
根据本发明的第六个方面，提供一种收发两用机，它包括以下部件解调接收信号的解调装置；产生由包括在接收信号中的符号时钟分量来进行相位同步的时钟的时钟恢复装置相位补偿装置，用于以与时钟恢复装置的操作定时不同的操作定时来控制组成时钟恢复装置的相位控制环路的可变分频器的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏以及控制装置，该控制装置接收时钟恢复装置的基准时钟，根据频偏补偿装置的频偏信息控制和补偿可变分频器的可变分频比，以及产生用以操作收发两用相中的各个相应部分和与此有关的其它设备的时钟及控制它们的信号。在不同于传输时间间隔的时间间隔内，根据控制装置的传输定时信息进行频偏补偿。
在如上所述构成的收发两用机中，频偏补偿装置以与时钟恢复装置的操作定时不同的操作定时来控制组成时钟恢复装置的相位控制环路的可变分频器的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏。因此，即使非接收时间间隔较长也能够保持相位同步。此外，由于控制装置从时间恢复装置接收基准时钟并根据频偏补偿装置的频偏信息控制和补偿可变分频器的可变分频比，所以还能能够保持控制装置的相位同步。还有，即使在传输期间传输时钟没有被进行相位控制，也能够在传输时间间隔以外的时间间隔内通过根据控制装置的传输定时信息补偿频偏而利用平均高精度传输时钟进行传输。
根据本发明的第七个方面，提供了一种收发两用机，它包括以下部件解调接收信号的解调装置；产生由包括在接收信号中的符号时钟分量来进行相位同步的时钟的时钟恢复装置；可变地分频高速时钟的频率以便产生时钟恢复装置的基准时钟的基准时钟产生装置；频偏补偿装置，用于以与时钟恢复装置的操作定时不同的操作定时来控制基准时钟产生装置的高速时钟的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差；以及用于从时钟恢复装置接收其频偏得到补偿的基准时钟以便产生操作收发两用机中的各个相应部分和与此有关的其它设备的时钟及控制它们的信号的控制装置。在传输时间间隔以外的时间间隔内根据控制装置的传输定时信息进行频偏补偿。
在如上所述构成的收发两用机中，频偏补偿装置以与时钟恢复装置的操作定时不同的操作定时来控制被包括在时钟恢复装置中的基准时钟产生装置的高速时钟的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏。因此，即使非接收时间间隔较长也能够保持相位同步。此外，由于控制装置从时钟恢复装置接收基频偏已被补偿的基准时钟并将其设定为在控制单元内使用的基准时钟，所以还能够保持控制装置的相位同步。还有，即使在传输期间传输时钟没有被进行相位控制，也能够在传输时间间隔以外的时间间隔内通过根据控制装置的伟输定时信息补偿频偏而利用平均高精度传输时钟进行传输。
根据本发明的第八个方面，提供了一种收发两用机，它包括以下部件解调接收信号的解调装置；产生由包括在接收信号中的符号时钟分量来进行相位同步的时钟的时钟恢复装置频偏补偿装置，用于以与时钟恢复装置的操作定时不同的操作定时来控制组成时钟恢复装置的相位控制环路的可变分频器的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差以及控制装置，该控制装置接收时钟恢复装置的基准时钟，根据频偏补偿装置的频偏信息来控制和补偿可变分频器的可变分频比，以及产生用于操作收发两用机中的各个相应部分和与此有关的其它设备的时钟及控制它们的信号。当实现接收同步之前，以自激定时进行频偏补偿，而当已实现了接收同步之后，在传转时间间隔以外的时间间隔内进行频偏补偿。
在如上所述构成的收发两用机中，频偏补偿装置以与时钟恢复装置的操作定时不同的操作定时控制组成时钟恢复装置的相位控制环路的可变分频器的可变分频比，以便补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏，由此即使非接收时间间隔较长也能够保持相位同步。此外，由于控制装置从时钟恢复装置接收基准时钟并根据频偏补偿装置的频偏信息来控制和补偿可变分频器的可变分频比，所以还能够保持控制装置的相位同步。还有，由于通过在实现接收同步之前以自激定时来补偿频偏、和当已实现了接收同步之后则在传输时间间隔以外的时间间隔内补偿频偏，使得由频偏产生出的相移不论是在实现接收同步之前或之后都得到校正，所以，即使在传输期间保持着自激状态，也能够利用平均高精度传输时钟进行传输。
参看作为示例表示本发明的最佳实施例的附图，根据以下描述和所附权利要求将明了本发明的上述和其它目的、特征和优点。
图1是表示本发明第一实施例的结构的方框图；图2是表示图1所示频偏补偿单元的结构的方框图；图3(a)是描述在3通道TDM信号接收期间获得的接收信号的图示而图3(b)是描述在间断接收期间获得的接收信号的图示；图4是说明图1所示频偏补偿单元的操作的图示；图5是表示图1所示频偏测量单元的第一个结构实例的方框图；图6是表示图1所示频偏测量单元的第二个结构实例的方框图；图7是表示图1所示频偏测量单元的第三个结构实例的方框图；图8是表示本发明第二实施例的结构的方框图；图9是表示本发明第三实施例的结构的方框图10是表示本发明第四实施例的结构的方框图；图11是表示本发明第五实施例的结构的方框图；图12(a)和12(b)分别是描述图11所示第五实施例的操作的发射-接收时序图；图13是表示本发明第六实施例的结构的方框图；图14是表示本发明第七实施例的结构的方框图；图15(a)和15(b)分别是描述图14所示第七实施例的操作的发射-接收时序图；图16是表示普通接收机的结构的方框图；图17是表示图16所示相位比较器的结构的方框图；图18(a)和18(b)分别是描述图16所示的接收机的操作的波形图；图19是表示图16所示的随机游动滤波器的结构的方框图；图20是表示图16所示的可变分频器的结构的方框图；图21是表示普通二级环路型的时钟再生电路的环路滤波器的结构的图示图22是描述图21所示第二积分器和比较器的操作的图示；图23是表示另一个普通时钟再生电路的环路滤波器的结构的图示；图24(a)、24(b)和24(c)分别是描述图23所示的环路滤波器的操作的图示图25(a)、25(b)和25(c)分别是表示在连续接收期间获得的接收信号的一个实例的图示，表示在3通道TDM信号的接收期间获得的接收信号的一个实例的图示，以及表示在间断接收期间获得的接收信号的一个实例的图示。
以下参看附图详细描述本发明的最佳实施例。[第一实施例]图1是表示本发明第一实施例的结构的方框图。在该图中，与普通实例中所示的部件相同的部件用相同符号来表示。
上述普通接收机的问题在于，存在着被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复电路中的自激频率之间的差(此后恰当地称为“频偏”)，以及当非接收时间间隔较长时将不可能保持相位同步。在与之相反的当前实施例中，与接收时间间隔无关地根据控制单元产生的控制信号、和关于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复电路中的自激频率之间的频偏或差的信息来启动频偏补偿装置，以便由此补偿在非接收期间的相移。
参看图1，标号80表示用于测量被包括在接收信号中的符号时钟的频率分量和时钟恢复电路的自激频率之间的频偏或差以及与该频偏一致的偏差值的频偏测量单元。标号81表示接收机的控制单元，它产生用于操纵接收机的各个部分的时钟以便控制定时。标号82表示用于根据相应于频偏测量单元80的输出的频偏信息和相应于控制单元81的输出的控制信号而输出“提前/推后”信号的频偏补偿单元。标号83表示用于使随机游动滤波器66输出的“提前/推后”信号与频偏补偿单元82输出的“提前/推后”信号组合起来以便由此输出用于控制可变分频器6的“提前/推后”信号的组合电路。
图2表示图1所示频偏补偿单元82的结构的一个实例。在图2中，画出了一个用于输入频偏测量单元80的输出的输入端93、一个用于输入控制单元81输出的控制信号的输入端85、一个用于将输入端93输入的频偏信息转换成为供频偏补偿单元82用的数值的数值转换单元86、一个用于对数值转换单元86输出的值和D触发器88输出的直求和的加法器87、一个用于响应输入端85输入的控制信号从而锁存加法器87输出的值的D触发器88、一个包括加法器87和D触发器88的积分器89、一个用于根据积分器89输出的值来输出“提前”信号或“推后”信号的“推后/提前”信号产生单元90、一个用于输出“推后/提前”信号产生单元90产生的“推后”信号的输出端91，以及一个用于输出“推后/提前”信号产生单元90产生的“提前”信号的输出端92。
首先描述在3通道TDM信号接收时在每一帧期间实现时钟频率控制的情形。
图3(a)是表示在3通道TDM信号接收时每帧结构的一实例。现在设想利用任意方法得到了频偏信息Δfd(Hz)、即被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率fRX(Hz)和时钟恢复电路的自激频率fS(Hz)之间的差，并将该频偏信息的值设定为一个相应于在每L帧期间控制可变分频器6“提前”K次的值。当进行“推后”控制时，值K被表示为负值。将一个根据图3所示接收槽(reception slots)的前部的定时而进行输出的帧脉冲看作是控制单元81输出的控制信号的一实例。
数值转换单元86按照以下公式将频偏信息Δfd(Hz)转换为输入给积分器89的值“R”R＝K/L(R实数，|R|≤1……(2)K整数L正整数)
积分器89根据每一帧脉冲信号对值R进行积分。积分器89产生的每一输出值以{O，R，2R，3R，……}的方式递增并在L帧期间达到值K。当“R”为正数时，每当积分器89的每一积分值的输出值改变时，推后/提前信号产生单元90就从输出端92输出“提前”信号。相反，当“R”为负数时，每当积分器89每一积分值的输出值改变时，推后/提前信号产生单元90就从输出端91输出“推后”信号。因此，“推后”信号和“提前”信号不是同时从输出端91和92被输出。
在以上描述的操作中，积分器89可以对“0至1”的绝对值域进行积分。此外，“推后/提前”信号产生单元90可以对于每一积分部分检测上溢标记或下溢标记。
图4表示帧脉冲、积分器89的输出值和“推后/提前”信号产生单元90输出的信号即频偏补偿单元82输出的信号的例子。
频偏补偿单元82输出的“推后/提前”信号通过组合电路83来控制可变分频器6，以便由此能够对因频偏造成的相移进行补偿。此时，进行相位同步的控制由相位比较器3、随机游动滤波器66和组合电路83来执行。顺便提及，只在接收槽期间根据说明普通实例的图24(b)所示的选通信号执行这样的相位同步。
现在描述第一实施例的操作，在该第一实施例中，例如非接收时间间隔较长，并进行间断接收。图3(b)表示在间断接收期间每一接收帧结构的一实例。由于这时只以由多个帧组成的超级帧为单位来接收各接收帧，所以只在超级帧的基础上响应从输入端65输入的选通信号来启动包括相位比较器3、随机游动滤波器66、组合电路83、可变分频器6和固定频率振荡器5的时钟恢复装置。
从另一方面来说，由于由频偏测量单元80和频偏补偿单元82组成的频偏补偿装置以相应于每一帧脉冲的帧为单位进行控制而不依赖于3通道TDM信号接收和间断接收，所以即使在间断接收时，该频偏补偿装置也按照几乎与3通道TDM信号接收的频率相同的频率来补偿因频偏造成的相移。
根据以上所述的本实施例，由于是在不依赖于接收时间间隔的情况下根据控制单元产生的控制信号和作为结果而产生的所需频偏信息来启动频偏补偿装置，从而去补偿由于相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟再生电路的自激频率之间的差的频偏造成的非接收相移，所以即使非接收时间间隔较长也能够保持相位同步。
作为获得如上所述相同效果的方法，可以改变控制单元81输出的控制信号出现的频率或周期，而不必将频偏信息设定为输入给积分器89的值。
当频偏较大并且需要在每一帧对可变分频器6进行一次或多次控制时，就可以增大从控制单元输出的、等同于帧脉冲的控制信号出现频率，或者对于每一控制信号可以对可变分频器6进行多次控制。此外，对频偏信息的逐步补偿能够克服随温度的变化、随时间的变化等。例如，可以在间断接收时仅当非接收时间间隔较大时才启动频偏补偿装置。如果设置控制单元81从而在非接收时输出控制信号(例如帧脉冲)，则能够防止随机游动滤波器66输出的“推后/提前”信号和频偏补偿单元82输出的“推后/提前”信号被同时输出。可以用压控振荡器来代替固定频率振荡器5。
现在描述用于输出频偏信息Δfd的频偏测量单元的结构的三个实例。顺便提及，可以单独地使用这三种频偏测量单元。或者，可以一起使用它们以便改善每一频偏测量单元测量的精度。
图5表示用于输出频偏信息Δfd的频偏测量单元的结构的第一实例。在该图中，与图1所示部分相同的部分用相同的符号来表示。
参看图5，标号110表示以单位时间间隔来输入脉冲的输入端。标号111表示递增/递减计数器，当随机游动滤波器66输出“提前”信号时该计数器进行递增计数，当输出“推后”信号时进行递减计数，该计数器还响应从输入端110输入的脉冲复位数值。标号112表示用于锁存被计数器响应从输入端110输入的脉冲计数的值的锁存电路。标号113表示用于对锁存电路112的输出值进行一次或多次平均的平均电路。标号114表示用于输出平均电路113产生的值的输出端。
现在描述图5所示频偏测量单元的操作。当存在相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率fRX(Hz)和时钟恢复电路的自激频率fS(Hz)之间的差的频偏信息Δfd(Hz)以及在这一条件下被恢复时钟在相位上被同步时，就从时钟恢复电路或从随机游动滤波器66输出例如“推后”信号或“提前”信号这样的控制信号，以便补偿由频偏引起的相移，即跟随被包括在接收信号中的符号时钟分量。
当fS(Hz)＞fRX(Hz)时，按平均而言经常地输出“推后”信号。反之，当fS(Hz)＜fRX(Hz)时，按平均而言经常地输出“提前”信号。每一信号出现的频率根据频偏大小的不同而变化。因此，通过利用递增/递减计数器111计算每单位时间随机游动滤波器66输出信号的次数(即，可变分频器6的控制量)，能够均匀地检测频偏大小。在计数值已被锁存在锁存电路112之后，复位递增/递减计数器111。平均电路113平均按以上方式测量的计数值(即，频偏的大小)以便改善测量的精度，并且，输出该平均值作为频偏信息Δfd。因此，能够获得频偏信息。顺便提及，通过作为积分器来提供平均电路113或将积分器插入到一个处在平均电路113的输出之后的级之中的设置方式，就能够跟随频偏的变化。
图6表示频偏测量单元结构的第二实例。在该图中，具有如图23所示相同功能的部分用相同的符号来表示。在图6中，标号115表示用于输出第三积分器67产生的值的输出端。
现在描述图6所示频偏测量单元的操作。在使用图23所示环路滤波器的时钟恢复电路中，当被恢复时钟在相位上被同步时，频偏信息被存储在第三积分器67中。因此，通过从输出端115向外界输出第三积分器67的输出，就能够获得频偏信息Δfd。通过平均第三积分器67的输出值可以改善测量精度。或者可以将积分器插入到后续级中，从而跟随频偏的变化。
图7表示频偏测量单元结构的第三实例。在该图中，具有如图1所示相同功能的部分用相同的符号来表示。
在图7中，标号120表示接收机或收发两用机具有的高精度振荡器。标号121表示用于根据在高精度振荡器120的输出对固定频率振荡器的频率进行计数的频率计数器。标号122表示用于根据频率计数器121的输出值计算固定频率振荡器5的频偏的频偏计算单元。标号123表示用于向外界输出频偏计算单元122的输出值的输出端。
现在描述图7所示频偏测量单元的操作。如果根据高精度振荡器120的输出对固定频率振荡器5输出的频率进行计数，则在原理上能够以高精度振荡器120的精度对固定频率振荡器5的输出频率进行计数。频偏计算单元122根据计数值计算相应于固定频率振荡器5的输出的频偏，并能够将该频偏设定为频偏信息Δfd(Hz)。
也可以采用一个利用其它装置来测量频偏并将其作为初始值来进行提供的系统来代替上述三种频偏测量单元。[第二实施例]图8是表示本发明第二实施例的结构的方框图。在该图中，与在普通实例和前面实施例中所示的部分相同的部分用相同的符号来表示。在本实施例中，对高速时钟的分频比进行控制以便对时钟恢复电路产生的基准时钟进行频率控制，以此，作为对根据时钟恢复电路中的可变分频器的“推后/提前”信号对由频偏造成的相移的补偿的替代方案。
参看图8，标号130表示以可变分频器6的基准时钟频率fOSC(Hz)的整数倍的频率进行振荡的高速固定频率振荡器，其振荡频率与基准时钟频率fOSC(Hz)的关系如公式(1)所示。标号131表示根据被第二频偏补偿单元132输出的控制信号控制的分频比对高速固定频率振荡器130输出的时钟进行分频的第二可变分频器。标号132表示用于在相应于频偏测量单元80输出的频偏信息的期间向第二可变分频器131输出“推后/提前”信号的第二频偏补偿单元。
现在描述图8所示实施例的操作。第二可变分频器131对高速固定频率振荡器130进行分频。第二可变分频器131输出的时钟用作可变分频器6的基准时钟。在第二可变分频器131处于非受控状态时，高速固定频率振荡器130和第二可变分频器131执行类似于固定频率振荡器5功能的功能，以便产生基准时钟。
相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率fRX(Hz)和时钟恢复电路的自激频率fs(Hz)之间的差的频偏信息Δfd(Hz)从频偏测量单元80输入给第二频偏补偿单元132。顺便提及，该频偏信息Δfd(Hz)是利用与第一实施例采用的频偏测量单元相同的频偏测量单元来获得的。第二频偏补偿单元132的基本结构与图2所示频偏补偿单元82相同。第二频偏补偿单元132中数值转换单元86输出相应于输入频偏信息的数值S并将其输入到积分器89中去。积分器89根据每一被恢复时钟来累积值S，以便获得{O，S，2S，3S，……}作为输出值。此外，“推后/提前”信号产生单元90根据积分器89的每一输出值输出“推后”信号或“提前”信号。当“推后”信号输入给第二可变分频器131时，第二可变分频器131将其输出的时钟的相位延迟一个值，该值等于高速固定频率振荡器130输出的时钟的一个周期。反之，当“提前”信号输入给第二可变分频器131时，第二可变分频器131使其输出的时钟的相位提前一个时钟周期。
这样一来，就改变了第二可变分频器131输出的平均频率，并且，以该平均频率来作为原始振荡(频率)的该可变分频器6的自激频率的平均值就变得与被包括在接收信号中的符号时钟频率相等。因此能够等同地补偿频偏。
即使在间断接收期间的非接收时间间隔较长时，可变分频器6也处于自激状态，并且时钟频率补偿装置也处于操作状态。因此，即使非接收时间间隔变得较长，也能够保持相位同步。
在如上所述的本实施例中，可变分频器6的原始振荡是由高速固定频率振荡器130和第二可变分频器131组成的基准时钟产生装置135产生的。此外，根据所获得的频偏信息(例如或者是该信息、或者是利用在第一实施例中描述的频偏测量单元获得的频偏信息)、被恢复时钟、和与被恢复时钟一致的信号来操作第二可变分频器131，从而去补偿在非接收时的相移(该相移是由相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复电路的自激频率之间的差的频偏造成的)。因此，即使非接收时间间隔较长，也能够保持相位同步。
作为一种获得如上所述相同效果的装置，第二频偏补偿单元132可以使用控制单元输出的控制信号不同于被恢复时钟。作为一种根据频偏来改变第二频偏补偿单元132所输出的信号所具有的频率的装置，积分器89的工作频率可以改变而不必将输入至该积分器89的该信号改变为另一信号。此外，可以用高速压控振荡器来代替高速固定频率振荡器130。第一实施例中描述的三种频偏测量装置中的任何一种都可用作频偏测量单元。或者，可以采用一种利用其它装置来对频偏进行测量并将其设定为初始值的系统。[第三实施例]图9是表示本发明第三实施例的结构的方框图。在该图中，与在普通实例和前面实施例中所示的部件相同的部分用相同的符号来表示。
在本实施例中，控制单元之中处在定时恢复电路之外的时钟产生单元或部分可通过补偿因频偏产生的相移从而也能够保持该控制单元的相位同步。
参看图9，标号140表示一个受到频偏补偿单元82输出的信号的相位控制的第三可变分频器，该第三可变分频器140利用固定频率振荡器5的输出作为基准时钟。标号141表示一个利用第三可变分频器140产生的输出来产生各个相应的控制信号的控制信号产生单元。标号142表示一个包括了第三可变分频器140和控制信号产生单元141的第二控制单元，该第二控制单元142产生出用以操作接收机和与此有关的其它设备的各个部分的时钟，以便从而控制定时。
现在描述图9所示实施例的操作。第二控制单元142使第三可变分频器140利用固定频率振荡器5的输出作为基准时钟来产生工作时钟，第二控制单元142还根据第三可变分频器140的输出产生用以操作接收机和其它设备各个部分的时钟，以便控制定时，第二控制单元142的作用包括例如产生帧脉冲和在同步之后用于检测的孔径。
如果如图9所示在将等同于时钟恢复电路的固定频率振荡器5的输出用作基准时钟时，第二控制单元142不执行频率控制，则当存在相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和第三可变分频器140的自激频率之间的差的频偏时，第二控制单元142产生的各个相应的信号就将是有相移的，这样就不能够保持相位同步。因此，“推后/提前”信号或等同于频偏补偿单元82输出的信号的信号被输入到第三可变分频器140，在该第三可变分频器140中以类似于可变分频器6的方式来校正由频偏产生的相移。
因为第三可变分频器140即使在非接收时也补偿了时钟频率，所以即使在非接收时间间隔较长时(例如在间断接收期闻)，它也能够以类似于可变分频器6的方式保持相位同步。
在如上所述的本实施例中，由于根据相应于频偏补偿单元82的输出的“推后/提前”信号对第二控制单元142中的用以产生工作时钟的第三可变分频器140进行控制，所以即使在非接收期间该第三可变分频器140也补偿了相移(该相移是由相应于接包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和第三可变分频器140的自激频率之间的差的频偏产生的。因此，即使非接收时间间隔较长，也能够保持第二控制单元142的相位同步。
在本实施例中，可变分频器6的分频比不必与第三可变分频器140的分频比相同，分频比可以各不相同。
作为获得如上所述相同效果的手段，可变分频器6产生的输出可用来代替第三可变分频器140的输出。第三可变分频器140输出的时钟的相位可跟随可变分频器6输出的时钟的相位。
一种利用在第一实施例中描述的三种频偏测量方法的任何一种或其它方法测量频偏，并将测量结果作为初始值来提供的系统都可用作频偏测量单元。[第四实施例]图10是表示本发明第四实施例的结构的方框图。在该图中，与在普通实例和前面实施例中所示的部分相同的部分用相同的符号来表示。
在本实施例中，通过使用在其中频偏已被校正的第二可变分频器131产生的输出作为在控制单元内设置的时钟产生单元的基准时钟，就能够保持控制单元的相位同步。
参看图10，标号150表示产生用于第三控制单元151的工作时钟的时钟产生单元，第三控制单元151利用第二可变分频器131输出的时钟作为基准时钟。标号151表示具有时钟产生单元150的第三控制单元，该第三控制单元产生操作接收机的各个部分和与此有关的其它部分的时钟以便控制定时。
现在描述图10所示实施例的操作。时钟产生单元150利用第二可变分频器131输出的时钟作为基准时钟。第三控制单元151根据该基准时钟产生用以操作接收机的各个部分和与此有关的其它部分的时钟以便控制定时。由于第二频偏补偿单元132对频偏进行补偿，所以第二可变分频器131也能够以类似于时钟恢复电路的方式保持第三控制单元151的相位同步。
在如上所述的本实施例中，通过利用构成时钟恢复电路的、且在其中频偏已被校正的第二可变分频器131的输出时钟作为用于产生第三控制单元151的工作时钟的时钟产生单元150的基准时钟，还能够与时钟恢复电路的相位同步一起保持第三控制单元151的相位同步。
一种利用在第一实施例中描述的三种频偏测量方法的任何一种或其它方法测量频偏、并将测量结果作为初始值来提供的系统都可用作频偏测量单元。[第五实施例]图11是表示本发明第五实施例的结构的方框图。在该图中，与在普通实例和前面实施例中所示的部分相同的部分用相同的标号来表示。
在本实施例中，例如通过设定补偿频偏的控制信号以便利用被收发两用机识别的传输定时在非传输时间间隔的时间间隔内被输出以及通过在传输单元中采用已补偿了频偏的时钟，则即使在一个在传输时对时钟的相位不进行控制的系统的情形下也能够实现利用平均高精度时钟的传输，在技术文献“RCR STD-27B 4.1.9.1-移动站的标准传输定时”中已对这种不对时钟相位进行控制的系统进行了描述。
在图11中，标号160表示一个由第三可变分频器140和控制信号产生单元141组成的，用以向传输单元161提供各个传输时钟和各个控制信号的第四控制单元。标号161表示一个根据第四控制单元的输出时钟和控制信号来执行信号传输的传输单元。
现在描述图11所示实施例的操作。假定传输和接收信号定时具有图12(a)所示的帧结构。在这一情形中，控制信号产生单元141根据图12(b)所示定时而输出用以补偿频偏的控制信号。当按照该定时来输出补偿频偏的控制信号时，则即使在传输期间第三可变分频器140的输出为自激频率时，由频偏产生的相移也将在各空闲期间得到补偿。因此，能够获得平均高精度时钟作为传输时钟。
在如上所述的该实施例中，通过根据第四控制单元160输出的工作时钟和控制信号进行传输以及在非传输时间间隔的时间间隔内启动频偏补偿单元82，则即使在传输期间工作时钟是自激频率，也能够实行利用平均高精度传输时钟的传输。
即使当第三可变分频器140输出的时钟的相位被允许跟随可变分频器6输出的时钟的相位时，通过允许第三可变分频器140输出时钟的相位在非传输时间间隔的时间间隔内跟随可变分频器6输出时钟的相位或通过利用图12(b)所示的定时补偿频偏，也能够实行利用平均高精度时钟的传输。
即使当在控制信号产生单元141和传输单元161中利用可变分频器6的输出时，通过以图12(b)所示的定时来补偿频偏，也能够实行利用平均高精度时钟的传输。一种利用在第一实施例中描述的三种频偏测量方法的任何一种或其它方法测量频偏，并将测量结果作为初始值来提供的装置也可用作频偏测量单元。[第六实施例]图13是表示本发明第六实施例的结构的方框图。在该图中，与在普通实例和前面实施例中所示的部分相同的部分用相同的符号来表示。
在本实施例中，通过在非传输时间间隔的时间间隔内在第四实施例描述的时钟恢复电路和控制单元中进行对时钟频偏的补偿，即使在传输期间当各时钟是自激频率时，也能够根据平均高精度时钟进行传输。
参看图13，标号170表示一个根据时钟产生单元150输出的时钟来产生操作收发两用机的各个部分的时钟和该收发两用机的控制信号以便控制定时的控制信号产生单元。标号171表示一个由时钟产生单元150和控制信号产生单元170组成的、用于向传输单元161提供各个传输时钟和各个控制信号的第五控制单元。标号172表示一个利用控制信号产生单元170输出的选通信号来选通第二频偏补偿单元132的输出信号的选通电路。
现在描述图13所示实施例的操作。利用第二可变分频器131输出的、其频偏已被补偿的时钟作为基准时钟来启动时钟产生单元150。控制信号产生单元170根据时钟产生单元150输出的时钟来产生收发两用机的各个控制信号，以便从而去控制定时。
传输单元161根据控制单元171输出的工作时钟和控制信号执行传输。控制信号产生单元170在非传输时间间隔的时间间隔内向选通电路172输入允许选通信号。
因此，由于在非传输时间间隔的时间间隔内对第二可变分频器131的输出时钟进行了补偿时钟频偏的控制从而补偿由该频偏产生的相移，所以在传输期间每一传输时钟变成自激频率，但能够根据平均高精度传输时钟进行传输。
在如上所述的本实施例中，由于第二可变分频器131在非传输时间间隔的时间间隔内被控制信号产生单元170控制，所以在传输期间使每一传输时钟成为自由振荡(自激)时钟。但是，由于在非传输时间间隔的时间间隔内补偿了因频偏产生的相移，所以能够利用平均高精度传输时钟实行传输。
此外，一种利用在第一实施例中描述的三种频偏测量装置的任何一种或其它装置来测量频偏，并将测量结果作为初始值来提供的装置也可用作频偏测量单元。[第七实施例]图14是表示本发明第七实施例的结构的方框图。在该图中，与在普通实例和前面实施例中所示的部分相同的部件用相同的符号来表示。
在本实施例中，在实现接收同步之前以自激定时输出用于补偿频偏的控制信号，在实现接收同步之后在非接收时间间隔的时间间隔内输出用于补偿频偏的控制信号。因此，不管在实现接收同步之前或之后都能够进行对因频偏产生的相移的补偿。此外，即使控制信号在传输期间处于自激状态，也能够实现利用平均高精度传输时钟的传输。
参看图14，标号180表示一个根据检测同步代码字等的结果来检测是否已实现接收同步的接收同步检测单元。标号181表示一个可利用第三可变分频器140输出的时钟作为基准时钟，并根据接收同步检测单元输出的信号来改变输出用于频偏补偿的各控制信号的定时的控制信号产生单元。标号182表示一个由第三可变分频器140、接收同步检测单元180和控制信号产生单元181组成的、用于产生操作收发两用机的各个部分的时钟和用于该收发两用机的控制信号以便控制定时的第六控制单元。
现在描述图14所示实施例的操作。解调器2的接收同步实现之前连续不断地接收图15(a)所示的控制信号。此时由于帧定时等是未知的，所以接收同步检测单元180输出“非同步状态”信号。控制信号产生单元181根据“非同步状态”信号输出处于自激状态的频偏补偿控制信号。频偏补偿单元82根据自激控制信号输出“推后/提前”信号。因此，即使在“非同步状态”的情形中，也能够补偿因时钟频偏产生的相移。
当根据检测同步代码字等的结果而实现了接收同步时，接收同步检测单元180就输出“同步状态”信号。控制信号产生单元181在非传输时间间隔的时间间隔内根据“同步状态”信号而输出用于补偿时钟频偏的控制信号，以便由此补偿因该频偏产生的相移。因此，即使当各控制信号在传输期间处于自激状态时，也能够实行利用平均高精度传输时钟的传输。
在如上所述的本实施例中，通过根据接收同步状态而控制用于补偿频偏的控制信号，就不管在实现接收同步之前或之后都能够补偿因频偏产生的相移。即使当控制信号在传输期间处于自激状态，也能够利用平均高精度传输时钟实现传输。
即使根据接收同步状态来控制输入给在图13所示第六实施例中采用的选通电路172的选通信号，也能够获得如上所述的相同效果。
此外，一种利用在第一实施例中描述的三种频偏测量装置的任何一种或其它装置来测量频偏、并将测量结果作为初始值来提供的装置也可用作频偏测量单元。
现在已充分地描述了本发明，不言而喻，对本领域普通技术人员而言，不脱离在此公开的本发明的精髓或范围能够作出许多变动和改进。
权利要求
1.一种接收机，其特征在于包括解调接收信号的解调装置；组成包括可变分频器在内的相位控制环路的时钟恢复装置，用于产生受到被包括在被所述解调装置解调的接收信号中的符号时钟分量的相位同步的时钟；频偏补偿装置，用于控制可变分频器的分频比，以便补偿相应于被包括在被解调的接收信号中的符号时钟分量的频率和所述时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏；并且在该接收机中，以与所述时钟恢复装置的工作定时不同的工作定时来执行所述频偏补偿。
2.一种接收机，其特征在于包括解调接收信号的解调装置；组成包括可变分频器在内的相位控制环路的时钟恢复装置，用于产生受到被包括在被所述解调装置解调的接收信号中的符号时钟分量的相位同步的时钟；频偏补偿装置，用于控制可变分频器的分频比，以便补偿相应于被包括在被解调的接收信号中的符号时钟分量的频率和所述时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏；并且在该接收机中，以相应于帧脉冲或槽脉冲的工作定时来执行所述频偏补偿。
3.一种接收机，其特征在于包括解调接收信号的解调装置产生受到被包括在被所述解调装置解调的接收信号中的符号时钟分量的相位同步的时钟的时钟恢复装置；包括可变分频器在内的基准时钟产生装置，用于分频高速时钟的频率以便产生所述时钟恢复装置的基准时钟；频偏补偿装置，用于控制可变分频器的分频比，以便补偿相应于被包括在被解调的接收信号中的符号时钟分量的频率和所述时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏并且在该接收机中，以与所述时钟恢复装置的工作定时不同的工作定时进行所述频偏补偿。
4.一种接收机， 其特征在于包括解调接收信号的解调装置；组成包括第一可变分频器在内的相位控制环路的时钟恢复装置，用于产生以被包括在被所述解调装置解调的接收信号中的符号时钟分量来进行相位同步的时钟频偏补偿装置，用以于以与所述时钟恢复装置的工作定时不同的工作定时控制第一可变分频器的分频比，以便补偿相应于被包括在被解调的接收信号中的符号时钟分量的频率和所述时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏以及具有第二可变分频器的控制装置。该控制装置接收所述时钟恢复装置的基准时钟，用于根据所述频偏补偿装置的频偏信息来控制和补偿第二可变分频器的分频比，以及产生操作在所述接收机中的各个部分和与此有关的其它设备的时钟和控制它们的信号。
5.一种接收机，其特征在于包括解调接收信号的解调装置；产生受到被包括在被所述解调装置解调的接收信号中的符号时钟分量的相位同步的时钟的时钟恢复装置；包括可变分频器在内的基准时钟产生装置，用于可变地分频高速时钟的频率以便产生所述时钟恢复装置的基准时钟；频偏补偿装置，以与所述时钟恢复装置的工作定时不同的工作定时控制可变分频器的分频比，以便补偿相应于被包括在被解调的接收信号中的符号时钟分量的频率和所述时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏以及用于从所述时钟恢复装置接收其频偏被补偿的基准时钟以产生操作在所述接收机中的各个部分和与此有关的其它设备的时钟及控制它们的信号的控制装置。
6.一种收发两用机，其特征在于包括解调接收信号的解调装置；组成包括第一可变分频器在内的相位控制环路的时钟恢复装置，用于产生被包括在被所述解调装置解调的接收信号中的符号时钟分量的相位同步的时钟；频偏补偿装置，以与所述时钟恢复装置的工作定时不同的工作定时控制第一可变分频器的分频比，以补偿相应于被包括在被解调的接收信号中的符号时钟分量的频率和所述时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏；具有第二可变分频器的控制装置，该控制装置接收所述时钟恢复装置的基准时钟，用于根据所述频偏补偿装置的频偏信息来控制和补偿第二可变分频器的分频比，以及产生操作在所述收发两用机中的各个部分和与此有关的其它设备的时钟及控制它们的信号；并且在所述收发两用机中，所述频偏补偿是在非传输时间间隔的时间间隔内根据所述控制装置的传输定时信息来进行的。
7.一种收发两用机，其特征在于包括解调接收信号的解调装置；产生受到被包括在被所述解调装置解调的接收信号中的符号时钟分量的相位同步的时钟的时钟恢复装置；包括可变分频器在内的基准时钟产生装置，用于分频可变高速时钟的频率，以便产生所述时钟恢复装置的基准时钟；频偏补偿装置，用于以与所述时钟恢复装置的工作定时不同的工作定时控制可变分频器的分频比，以补偿相应于被包括在被解调的接收信号中的符号时钟分量的频率和所述时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏；从所述时钟恢复装置接收其频偏被补偿的基准时钟以产生操作在所述收发两用机中的各个部件和与此有关的其它设备的时钟及控制它们的信号的控制装置；并且在所述收发两用机中，所述频偏补偿是在非传输时间间隔的时间间隔内以所述控制装置的传输定时信息来进行的。
8.一种收发两用机，其特征在于包括解调接收信号的解调装置；组成包括第一可变分频器在内的相位控制环路的时钟恢复装置，用于产生受到被包括在被所述解调装置解调的接收信号中的符号时钟分量的相位同步的时钟；以与所述时钟恢复装置的工作定时不同的工作定时来控制第一可变分频器的分频比、以补偿相应于被包括在被解调的接收信号中的符号时钟分量的频率和所述时钟恢复装置的自激频率之间的差的频偏的频偏补偿装置；具有第二可变分频器的控制装置，该控制装置接收所述时钟恢复装置的基准时钟，根据所述频偏补偿装置的频偏信息来控制和补偿第二可变分频器的分频比，并产生操作在所述收发两用机中的各个部分和与此有关的其它设备的时钟及控制它们的信号；并且在所述收发两用机中，在直至实现接收同步之前以自激定时进行所述频偏补偿，而在已实现接收同步之后在非传输时间间隔的时间间隔内进行所述频偏补偿。
全文摘要
一种接收机，包括解调接收信号的解调器、产生受到被包括在接收信号中的符号时钟分量相位的同步的时钟的时钟恢复电路、以及控制组成时钟恢复电路的相位控制环路的可变分频器的可变分频比以补偿相应于被包括在接收信号中的符号时钟分量的频率和时钟恢复电路的自激频率之间的差的频偏的频偏补偿装置。这样来构成该接收机，使得频偏补偿以与时钟恢复电路的工作定时不同的工作定时来实现。
文档编号H03L7/099GK1128918SQ9510893
公开日1996年8月14日 申请日期1995年7月21日 优先权日1995年2月8日
发明者石津文雄 申请人:三菱电机株式会社