专利名称：高阻抗变比宽频带变换器电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及阻抗变换器，更确切地说，涉及高阻抗变比的变换器电路，可工作在5兆赫到1.2千兆赫数数量级的较高宽频带。
用于阻抗或电压升降的常规单磁芯自耦式变换(压)器(也称为传输线变换器)在电子业是公知的。公知阻抗变比4∶1或其以下的自耦式变换器在高达1千兆赫频率下能良好工作。然而在更高的阻抗变比下，由于绕组的长度使高频响应受到限制，因为其接近四分之一波长，因此引起谐振。通常，由于二次绕组的导线长度使作为变换器性能指标的较高阻抗变比受到限制。
授予Broadhead，Jk的3244998号专利公开了一种利用单一环形磁芯的阻抗变换器电路，其适合于工作在高达约80兆赫的频率下。
授予Wandel的5216393号专利公开了一种阻抗变换器电路，其中使用一双孔铁氧体磁芯以及一具有绞合在一起和通过双孔铁氧体磁芯的孔导线形成的一次和二次绕组的自耦式变换器。这一专利中公开的性能指标的频带宽度从47兆赫到860兆赫。
根据本发明提供一种具有两个传输线变换器的变换器电路，该传输线变换器具有连接到低阻抗端口的第一变换器的第一绕组和经过第一电抗性阻抗连接到第二变换器的第一绕组上第一变换器的第二绕组，第二变换器的第二绕组连接到高阻抗端口。所示变换器绕在双孔铁氧体磁芯上，并且在一次和二次绕组之间采用成对绞合的结构。一第二电抗性阻抗连接在低阻抗端口和地之间。平衡第一和第二阻抗的大小以便提供一种响应特性，其中可以实现阻抗变比约为9∶1到16∶1，频率响应从约5兆赫到1.2千兆赫。还附加一将不平衡转向平衡的传输线变换器称之为不平衡-平衡变换器，确切说为1∶1的连接到输出端的该变换器以便将不平衡输出转变为平衡输出。
下面结合附图介绍本发明的详细情况，在各附图中相似的部分具有相似的标号，其中
图1是体现本发明特征的高阻抗变比宽频带变换器电路的基本电路示意图。
图2是图1中所示的基本电路的更详细的电路图。
图3是图1和2中所示的第一变换器的断面图。
图4是图3中所示的磁芯的透视图，表示磁芯尺寸的分布用以对照使用。
图5是图1和2中所示的第二变换器的断面图。
图6是在用于在图1-5中所示的变换器电路的电路中的各阻抗复合影响的Smith(史密斯)圆图。
图7A表示如果第二电抗性阻抗过大时的电路响应特性，在Smith圆图上表示电抗性阻抗的特性。
图7B表示如果第二电抗性阻抗不足时的电路响应特性，在Smith圆图上表示电抗性阻抗的特性。
图7C表示如果第一电抗性阻抗过大时的电路响应特性，在Smith圆图上表示电抗性阻抗的特性。
图7D表示如果第一电抗性阻抗不足时的电路响应特性，在Smith圆图上表示电抗性阻抗的特性。
图7E表示电路具有预期响应特性的第一和第二电抗性阻抗的准确平衡，在Smith圆图上表示电抗性阻抗的特性、下面参照图1，该图表示体现本发明特性的高阻抗变比宽频带变换器基本电路，包括的第一变换器T1具有连接到低阻抗端口I的第一线组W1和第二绕组W2。第一和第二绕组W1和W2绕在磁芯B1上，二绕组彼此形成电感耦合。还设有一具有第一绕组W3和第二绕组W4的第二变换器T2。第一变换器T1中的第二绕组W2经过第一电抗性阻抗Z1连接到第二变换器T2中的第一绕组W3上。第一和第二绕组W3和W4绕在磁芯B2上，二绕组彼此形成电感耦合。第二变换器T2中的第二绕组W4连接到高阻抗端口O。第二电抗性阻抗Z2连接在低输入端口I和地之间。输出端O是不平衡的输出端。一个1∶1的不平衡-平衡变换器可以连接在变换器电路的输出端O，以便在连接端OA和OB提供平衡的输出。
参阅图2，该图用字母D标注并表示本发明的变换器电路的更详细的示意图。所示变换器电路D具有一对输入端I和一对输出端O。
第一电抗性阻抗Z1分别串联在节点2和3之间，第二电抗性阻抗Z2连接在节点1和地之间。电抗性阻抗是其电抗随频率变化的阻抗。电抗性阻抗Z1和Z2提供用于对电路的阻抗-频率特性进行补偿。第一绕组W1的一侧接地，另一侧接到节点5还接到节点1。第二绕组W2的一侧接到节点5，另一侧接到节点2。第二电抗性阻抗Z2接在节点1和地之间。第二变换器T2具有一连接在地和节点6之间的第一绕组W3。变换器T2的第二绕组W4接在节点6和节点4之间，节点4接到输出端O。
更具体地说，变换器T1按照一自耦式变换器连接，第一绕组W1为一次绕组，第二绕组W2为二次绕组。与之相似，变换器T2按照一自耦式变换器连接，第一绕组W3为一次绕组，第二绕组W4为二次绕组。
一般地说，变换器T1和T2都是传输线变换器。下面参照图3，该图所示变换器T1适合于实施本发明，在实例1中将更详细地涉及到该变换器T1。变换器T1具有一微型双孔铁氧体磁芯，该磁芯的矩形磁芯芯体B1带弧形端部和形成在磁芯芯体中的一对隔开的孔H1和H2。图3中示有标注为导线W1和W2的2.5匝绞线，它们通过孔H1和H2绕在磁芯芯体上，然后导线分开。在分开点，导线*W2被标为导线W2。导线*W1绕两匝半以上并被标为W1。导线*W1和W2然后连接起来以形成一中心抽头，该中心抽头是到变换器T1的输入端，确切地说，连接到绕组W1的非接地侧并标为I1。对于该变换器，导线*W2和W分别被标为O1和G1。将变换器T1这样安装到电路中，即I1为节点5，O1为节点2，G1接地，如图2中所示。于是T1的一次绕组W1为5匝，T1的二次绕组W2为7匝半。
适于实施本发明的电抗性阻抗Z1是单股的漆包电磁线，倘若导线绕在酚醛环形芯体上，它的规格不是关键的，按照这种结构，电感器的电感可以进行调节，以接近环线，如图7E中所示。
在磁芯B1上的尺寸分布如图4中所示，其用于参考，宽度标为“b”，高度为“h”，孔直径为“d”，二孔的中心的距离为“l”，磁芯的长度为“l”。
下面参阅图5，变换器T2的结构与前述的变换器T1相似。在图5中表示有标为*W3和*W4的单根导线成对绞合，两匝半的绞线通过孔H3和H4绕在双孔磁芯B2上。然后二导线被分开。在分开点，导线*W4标为W4。导线*W3绕一匝半以上并标为W3。然后将导线*W3和*W4相连以形成中心抽头，它是到标为I2的变换器的输入端。导线*W1和W1分别标为O2和G2。电路配置为参照图2，I2是节点6，O2是节点4，G2接地。T2的一次绕组W3为4匝，二次绕组W4为6匝半。
下面参照图6，该所示Smith圆图为一曲线图、沿水平轴所表示的为实部阻抗，向右表示阻抗增加标为+x，一端为无穷大阻抗(开路)，向左表示阻抗降低标为-x，另一端为最小阻抗(短路)电感电抗在轴线上方，电容电抗在轴线下方。恒定电阻在图上用与水平轴线相交的虚线表示。改变电抗性阻抗Z1的作用用箭头的方向表示，沿与箭头相反的方向为降低电抗性阻抗。改变电抗性阻抗Z2的作用用增大电抗性阻抗Z2和降低电抗性阻抗Z2来表示。所希望的响应特性是一理想的具有最小直径的圆，中心落在该代表输入和输出阻抗之间预期匹配的轨迹(locus)。
下面参阅图7A到7E，7A表示如果电抗性阻抗Z2过大时的电路响应特性，7B表示如果电抗性阻抗Z2不足时的电路响应特性，7C表示如果电抗性阻抗Z1过大时的电路响应特性，7D表示如果电抗性阻抗Z1不足时的电路响应特性，7E表示电抗性阻抗Z1和Z2准确的平衡时的特性，这是电路的所希望的响应特性。
通常，电路的实现规定变换器T1和变换器T2(以及用于平衡输出的不平衡-平衡变换器)必须这样设计即它们能独立地满意地使用。众所熟知，对于磁芯结合变换器低阻抗侧的匝数的相关参数AL(LP)表明低频性能参数。
在所有的绕在磁芯上的变换器中的固有参数是磁芯电阻RP(与磁芯损耗相关的并联电阻并与材料相关)，在所有的变换器设计中必须考虑。按照理想情况电阻RP的数值对于最小损耗的情况应为无穷大，但实际上其具有某一有限的数值并且必须要考虑。如果电路用在阻抗升高的结构中作为匝数平方的函数的电阻RP对于变换器T2是十分关键的，不过对于变换器T1也认为是重要的。例如，如果电路按照9∶1的升高变换器构成，以及输入和输出阻抗分别为50欧和450欧，则变换器T2的电阻RP二次侧必须在点O至少3至4倍于输出阻抗的数值，以使插入损耗降至最小。
参阅图2，变换器T1的电阻RP应为在节点2和地之间连接的电阻(与变换器T1的二次侧并联)。由于电阻RP是磁芯材料和在变换器二次侧的导线匝数的匝数，因此，在图中未作为一个附加的元件来表示。变换器T2的电阻RP为在节点4和地之间连接的电阻(与变换器T2的二次侧并联)。由于对于变换器T1，电阻RP是磁芯材料和该变换器的二次侧的导线匝数的函数，因此未作为一附加的元件在图中表示。
在电路的总体设计中电阻RP要重要考虑，因为变换器T2的电阻RP与要连接到点O的负荷是并联的。这实际上降低了在节点4外的阻抗。此外，相同的现象出现在变换器T1的节点2处并对变换器T1具有相同的影响。由于该实施例变比相乘的实质，总的影响是在I处形成的输入阻抗低于预期的9∶1下的数值。参阅图6，降低阻抗将该响应特性在Smith圆图上沿-X方向移动。
在所示的电路中和所介绍的变换器T1和T2中，通过降低变换器T1和T2的阻抗升高变比，对在I处观看到的降低的等效阻抗进行总的补偿。降低变换器T1和T2的阻抗升高变比将电路的响应特性在图6中沿+X方向移动。概括地说，改变匝数之比用以向右移动电路响应特性，并对在I处观看到的降低的等效阻抗予以校正。
虽然为了在宽的频率范围内提高阻抗变比，可将2个变换器相串联并与电抗性阻抗Z1和Z2相连接，但应理解，仅采用单一的变换器也可以应用相同的原理。例如，仅电抗性阻抗Z1和Z2与变换器T1可以在节点3处作为输出端使用。这种电路将具有较低的阻抗变比，但是在该Smith圆图，对于电抗性阻抗进行平衡和对变换器匝数进行调节则是相同的。
实例1
具有1∶9阻抗变比和约5兆赫到1.2千兆赫带宽的变换器的阻抗和各项特性概括如下Z1-电感器＝2.7毫微亨Z2-电容器＝1.0微微法*W1和*W2＝2.5匝W1＝5匝W2＝7.5匝W3＝4匝W4＝6.5匝对于T1和T2的磁芯RP＝32欧/匝数平方磁芯尺寸l＝2.70毫米l＝1.35毫米h＝1.30毫米d＝0.5毫米磁芯材料Krystinel的82#材料对于T1的RP＝(W2)2×磁芯RP(7.5)2×32＝1800欧对于T2的RP＝(W4)2×(32)(6.5)2×(32)＝1352欧其中I＝50欧O＝450欧其中I＝50欧在节点2的Z＝150欧在节点4的Z＝450欧阻抗变比1∶9实例2具有1∶12阻抗变比和约10兆赫到1000兆赫频带的变换器的阻抗和各项特性概括如下Z1＝电感器＝2.7毫微亨Z2＝电容器＝1.8微微法对于T1的*W1和*W2＝2.0匝对于T2的*W1和*W2＝2.5匝W1＝4.5匝W2＝6.5匝W3＝3.0匝W4＝5.5匝对于T1的磁芯RP＝32欧/匝数对于T2的磁芯RP＝80欧/匝数对于T1的磁芯尺寸l＝2.70毫米l′＝1.35毫米h＝1.30毫米d＝0.5毫米对于T2的磁芯尺寸l＝3.5毫米l′＝1.40毫米h＝2.06毫米d＝0.76毫米对于T1的磁芯材料Krystinel的82材料对于T2的磁芯材料Krystinel的81材料对于T1的RP＝(W2)2×磁芯RP(6.5)2×(32)＝1352欧对于T2的RP＝(W4)2×磁芯R(5.5)2×(80)＝2420欧实例3具有1∶16阻抗变比和约10兆赫到600兆赫带宽的变换器的阻抗和各项特性概括如下Z1＝电感器＝4.8毫微亨Z2＝电容器＝2.2微微法对于T1的*W1和*W2＝1.5匝对于T2的*W1和*W2＝2.5匝W1＝4.5匝
W2＝6.0匝W3＝2.5匝W4＝5.0匝对于T1的磁芯RP＝32欧/匝数对于T2的磁芯RP＝80欧/匝数对于T1的磁芯尺寸l＝2.70毫米l′＝1.35毫米h＝1.30毫米d＝0.50毫米对于T2的磁芯尺寸l＝3.5毫米l′＝1.40毫米h＝2.06毫米d＝0.76毫米对于T1的磁芯材料Krystinel的82材料对于T2的磁芯材料Krystinel的81材料对于T1的RP＝(W2)2×磁芯RP(6.0)2×(32)＝1080欧对于T2的RP＝(W4)2×磁芯RP(5.0)2×(80)＝2000欧应当理解，通过将输出端O用作输入端，上述电路可以用于降低变换的场合。
虽然上面对本发明的介绍带有一定程度的特殊性，但应理解，所做的公开是以举例的方式进行的，在不脱离本发明的构思的情况下可以对结构的细节进行改变。
权利要求
1.一种高阻抗变比宽频带变换器电路，包括传输线变换器装置，具有第一端口和第二端口，第一电抗性阻抗，连接在所述第二端口；以及第二电抗性阻抗，连接在所述第一端口，所述第一和第二电抗性阻抗的数值被平衡，以提供一由具有最小直径的圆表示的响应特性，圆的中心落在沿水平轴的实阻抗曲线的轨迹上，增加阻抗向右，降低阻抗向左，感性阻抗在所述轴线上方，容性阻抗在所述轴线下方，调节所述传输线变换器装置的匝数比以达到所希望的变比和频率响应特性，以在更宽的频率范围内提供更高数量级的变比。
2.如权利要求1所述的变换器电路，其中所述传输线变换器装置包括串联的第一和第二传输线变换器，使所述第一传输线变换器的阻抗变比与所述第二传输线变换器的阻抗变比相乘。
3.如权利要求1所述的变换器电路，其中所述的传输线变换器装置包括第一变换器，它的第一绕组连接到低阻抗端口，第二绕组电感耦合所述第一绕组，第二变换器，它有第一绕组和电感耦合到所述第二变换器第一绕组的第二绕组，所述第二绕组连接到高阻抗端口；所述第一电抗性阻抗连接在所述第一变换器第二绕组和所述第二变换器第二绕组之间；所述第二电抗性阻抗连接在所述低阻抗端口和地之间。
4.如权利要求2所述的变换器电路，其中所述第一和第二变换器都是一自耦式变换器，所述第一变换器中的所述第一绕组是一次绕组，所述第一变换器中的所述第二绕组是二次绕组，所术第二变换器中的所述第一绕组是一次绕组，所述第二变换器中的所述第二绕组是二次绕组。
5.如权利要求4所述的变换器电路，其中的所述第一和第二变换器是自耦式变换器，每个包括一具有一对隔开的孔的微型铁氧体磁芯和通过在所述磁芯上的所述孔绕制的第一和第二绕组。
6.如权利要求5所述的变换器电路，其中所述的绕组包括成对绞合绕在所述磁芯上的导线，对所述第一和第二变换器的每一个为2.5匝。
7.如权利要求5所述的变换器电路，其中所述的绕组包括成对绞合绕在所述磁芯上的导线，对于所述第一变换器为2.0匝，对于所述第二变换器为2.5匝。
8.如权利要求5所述的变换器电路，其中所述的绕组包括成对绞合绕在所述磁芯上的导线，对于所述第一变换器为1.5匝，对于所述第二变换器为2.5匝。
9.如权利要求4所述的变换器电路，其中所述的第一和第二变换器每个具有一磁芯电阻，每匝数平方约32欧。
10.如权利要求4所述的变换器电路，其中所述第一变换器中的所述一次绕组约为5匝，所述第一变换器中的所述二次绕组约为7.5匝，所述第二变换器中的所述一次绕组约为4匝，所述第二变换器中的所述二次绕组约为6.5匝。
11.如权利要求1所述的变换器电路，其中所述的第一电抗性阻抗是电感器。
12.如权利要求1所述的变换器电路，其中所述的第一电抗性阻抗是电感器，所述电感器是单股漆包电线绕制在酚醛环形芯体上。
13.如权利要求2所述的变换器电路，其中所述的第一电抗性阻抗是约2.7毫微亨的电感器。
14.如权利要求2中所述的变换器电路，其中所述的第一电抗性阻抗是约4.8毫微亨的电感器。
15.如权利要求1中所述的变换器电路，其中所述的第二电抗性阻抗是一电容器。
16.如权利要求2中所述的变换器电路，其中所述的第二电抗性阻抗是一数值约为1微微法的电容器。
17.如权利要求2中所述的变换器电路，其中所述的第二电抗性阻抗是一数值约为1.8微微法的电容器。
18.如权利要求2中所述的变换器电路，其中所述的第二电抗性阻抗是一数值约为2.2微微法的电容器。
19.如权利要求4中所述的变换器电路，其中所述的第一变换器具有的磁芯电阻约为每匝数平方32欧，所述的第二变换器具有的磁芯电阻约为每匝数平方80欧。
20.如权利要求4中所述的变换器电路，其中所述的第一变换器中的所述一次绕组约为4.5匝，所述第一变换器中的所述二次绕组约为6.5匝，所述第二变换器中的所述一次绕组约为3匝，所述第二变换器中的所述二次绕组约为5.5匝。
21.如权利要求4中所述的变换器电路，其中所述的第一变换器中的所述一次绕组约为4.5匝，所述第一变换器中的所述二次绕组约为6.0匝，所述第二变换器中的所述一次绕组约为2.5匝，所述第二变换器中的所述二次绕组约为5.0匝。
22.如权利要求1所述的变换器电路，包括一连接到所述高阻抗端口的不平衡-平衡变换器，以便提供平衡的输出。
23.如权利要求22中所述的变换器电路，其中所述的不平衡-平衡变换器的变比为1∶1。
24.如权利要求2中所述的变换器电路，其中在约为5兆赫到1.2千兆赫带宽上提供约为1∶9的阻抗变比。
25.如权利要求2中所述的变换器电路，其中在约10兆赫到1000兆赫带宽上提供约为1∶12的阻抗变比。
26.如权利要求2中所述的变换器电路，其中在约为10兆赫到600兆赫带宽上提供形成的约为1∶16的阻抗变比。
27.一种高阻抗变比宽频带变换器电路，包括第一变换器，具有一次绕组连接到低阻抗端口，以及二次绕组；第二变换器，具有一次绕组和连接到高阻抗端口的二次绕组；第一电抗性阻抗元件，连接在所述第一变换器二次绕组和所述第二变换器二次绕组之间；第二电抗性阻抗元件，连接在所述低阻抗端口和地之间，以形成在更宽的频率范围内的更高数量级的变比，所述第一和第二电抗性阻抗的数值是平衡的，以提供由一具有最小直径的圆所表示的响应特性，该圆的中心落在沿水平轴的实阻抗曲线的轨迹上，向右为增加阻抗，向左为降低阻抗，电感性阻抗在所述轴上方，电容性阻抗在所述轴下方，调节所述传输线变换器装置的匝数变比以便达到所希望的变比和频率响应，提供在更宽频率范围上的更高数量级的变比，所述第一和第二变换器串联于从前到后结构之间，以使第一变换器的阻抗变比和第二变换器的阻抗变比相乘，从而在所述低阻抗端口和所述高阻抗端口之间提供更高的阻抗变比。
全文摘要
一种变换器电路,能实现宽频带阻抗变换(匹配),可用升降压场合。该电路包含2个传输线变换器(T1,T2)和2个电抗性阻抗(Z1,Z2),用于补偿电路的阻抗－频率特性。电路实现了1∶9的宽频带阻抗变比。该电路对于T1和T2可有不同的匝数比和对于Z1和Z2的不同数值,以便适应各种数值的阻抗变比,即有整数的、分数和整数值的高达的16∶1的变比。将不平衡－平衡变换器附加到输出端以提供平衡的输出。
文档编号H03H7/38GK1199515SQ96197553
公开日1998年11月18日 申请日期1996年9月9日 优先权日1995年9月14日
发明者罗伯特·L·瑞诺兹 申请人:瓦里－L公司