专利名称:适用于有源滤波器电路的放大电路的制作方法
本发明涉及一种放大电路，尤其适用于有源滤波器电路，并与适合在集成电路(IC)中容易地作成有源滤波器的放大电路有关。
把含有积分电路和移相电路的滤波器电路在集成电路中作成时，如何将该滤波器制作在IC的内部，并使外部附加的元件少，是一个重要的课题。一般在集成电路中使用的滤波器是有源滤波器。但是，先有技术的有源滤波器(1)、电阻的阻值和电容器的容量的精度不好，使得由它们的乘积所决定的截止频率产生了误差。
(2)、由于电阻的阻值和电容器的容量不能作得太大，使截止频率低的电路难于制作。
先有技术的有源滤波器，在日本公开的说明书特开昭55-45224号公报和特开昭55-45266号公报中有记载。
本发明放大电路具有构成把输入信号电压变换成信号电流的第一差动放大电路的第1、第2晶体管Q1、Q2;构成把在上述第2晶体管Q2集电极中流动的信号电流按某一恒定比例分流的第2差动放大电路的第3、第4晶体管Q3、Q4;接于上述第4晶体管Q4集电极上的负载电容器C;接于上述第3或第4晶体管Q3或Q4基极上，根据基极所加控制电压Vc的变化来控制上述第3、第4晶体管Q3、Q4分流比的装置;以及接于第1、第2晶体管Q1、Q2发射极上的第1、第2电阻R1、R2。而且，在本发明放大电路中，在负载电容器C中流动的信号电流通过第3、第4晶体管Q3、Q4进行分流，其分流比K由控制电压Vc来控制、进而控制有源滤波器的时间常数。另外，电阻的阻值和电容器的容量的误差，由控制电压Vc来补偿。还有，因为第1、第2电阻R1、R2接于第1、第2晶体管Q1、Q2的发射极上，所以，增大了第1、第2晶体管Q1、Q2对于输入信号的动态范围;并且，构成第1差动放大电路的第1、第2晶体管Q1、Q2，通常能够在使过渡频率变大的发射极电流下工作，因此，提高了第1差动放大电路的高频特性。
图1、图7为本发明放大电路的电路图。
图2、图8为把本发明放大电路用作积分电路实施例的电路图。
图3为表示晶体管过渡频率和发射极电流关系的特性图。
图4、图9为把本发明放大电路用作低通滤波器实施例的电路图。
图5、图10为把本发明放大电路用作高通滤波器实施例的电路图。
图6、图11为把本发明放大电路用作移相电路实施例的电路图。
图12、图13为图4、图9所示低通滤波器应用电路的电路图。
图14为一般化的滤波器方框图。
本发明放大电路的电路图示于图1。
图1中，电阻R1接于晶体管Q1的发射极上，电阻R2接于晶体管Q2的发射极上，上述电阻R1、R2的另一端分别接于第一个恒流源A1上，晶体管Q1、Q2构成差动放大电路。另外，晶体管Q1的基极接于输入端子T1上，晶体管Q2的基极接于输入端子T2上，在输入端子T1和T2之间加入输入信号Vin。另外，晶体管Q2的集电极电流，通过其发射极分别接于晶体管Q2集电极上的晶体管Q3、Q4进行分流。晶体管Q3、Q4构成差动放大电路。把偏置电压VB1通过端子T8加到晶体管Q3的基极上，晶体管Q4的基极接于控制端子T3上。在晶体管Q3、Q4中流动电流的分流比，由加在端子T3上的控制电压Vc来控制。另外，晶体管Q4的集电极与晶体管Q5的集电极相连的同时，也与电容器C相连。而且，上述晶体管Q4的集电极也接于输出端子T4上，在端子T4上产生输出电压Vout。电容器C接于端子T5上。晶体管Q5的基极接于晶体管Q6的基极和集电极上，晶体管Q5、Q6构成电流密勒电路，晶体管Q5的集电极电流和晶体管Q6的集电极电流大致相等。另一方面，晶体管Q7、Q8的发射极互相连接的同时，与第二个恒流源A2相连。恒流源A2的电流值选为上述恒流源A1电流I0的1/2，即I0/2。另外，晶体管Q7、Q8的基极分别接于上述晶体管Q3、Q4的基极上，在晶体管Q3、Q4中流动电流之比由端子T3的电压Vc来控制。因此，晶体管Q4的集电极电流和晶体管Q8的集电极电流，以及晶体管Q3的集电极电流和晶体管Q7的集电极电流分别大致相等。
在图1所示的电路中，把偏置电压VB2]]>加到端子T2上、并把端子T5接于端子T6上，所形成的电路如图2所示。
在该电路中，若把输入信号Vin加到端子T1上，则因输入信号Vin，在晶体管Q2集电极中流动的交流电流is为is= (Vin)/(re+re+R1+R1) ……(1)此处，γe为晶体管Q1、Q2各自的发射极电阻。若把取决于晶体管Q3、Q4的电流is的分流比(在Q4集电极中流动的比例)取为K，则根据电流在电容器C中流动的那部分电流，即可得出在端子T4上的输出电压Vout。若把信号的角频率取为ω，则
Vout＝ (kis)/(jωc) ＝ (kis)/(sc) ……(2)s拉普拉斯算子，由(1)、(2)式得出该电路的传递函数H1(s)为H1(s)＝ (Vout)/(Vin) ＝ (K)/(SC(R1+R2+2re)) ……(3)即图2所示电路为增益用K/ωC·(R1+R2+2γe)来表示的积分电路。另外，发射极电阻γe由发射极电流IE来决定，可用下式来表示re= (kT)/(gIE) ……(4)k波耳兹曼常数;
T绝对温度;
g电子的电荷。
在常温(室温)下，当发射极电流为100μA时，γe＝260Ω。
一般，表示晶体管高频特性指数的过渡频率fT，随发射极电流IE有图3所示的变化。若选用较大的发射极电流IE，则过渡频率fT变大，高频特性变好。
如果积分增益由发射极电阻γe来决定，则过渡频率fT变小。
因此，在本发明中，采用电阻R1、R2及晶体管Q3、Q4，使晶体管Q1、Q2经常在使得过渡频率变大的发射极电流下工作。而且，把电阻R1、R2的阻值选得与RE的阻值相等，把阻值RE选得比发射极电阻γe充分大，则(3)式大致可用下式来表示H1(s)= (K)/(SC·2RE) ……(5)
即积分增益由电阻R1、R2及分流比K来决定。当电容器C的容量或电阻RE的阻值产生误差，积分增益发生变化时，通过控制加到控制端子T2上的控制电压Vc，来控制流经晶体管Q4集电极的信号电流的分流比K，得到期望的积分增益。还有，因为采用电阻RE，扩大了对于输入信号的动态范围，电路对于失真和杂音的特性变好。
另外，即使送到端子T8上的偏置电压VB1有变动，但是因为分流比K在变化，所以，还能利用送到端子T8上的电压VB1]]>来控制积分增益。
把本发明放大电路用为积分电路的另一个实施例示于图4。晶体管Q10、Q11、Q12、Q13及恒流源A3构成直流电平移动式射极跟随器。把电容器C的积分输出通过端子T4加到晶体管Q10的基极上，从其发射极即从端子T9作为输出信号Vout取出。另一方面，输出信号Vout也通过晶体管Q11、Q12、Q13加到接于晶体管Q2基极上的端子T2上，构成负反馈电路。
因此，图4电路的传递函数H2(S)为H2(s)=11+SC·2REK]]>(6)图4电路是截止频率为ωc的低通滤波器，ωc= (k)/(2C·RE) ……(7)而且，在这种情况下，电容器C及电阻RE的误差，由控制分流比K而正确地加以消除。还有，即使电容器C及电阻RE的值较小、通过选择小的分流比K，可使截止频率ωc降低。在IC(集成电路)中作成截止频率较低的滤波器是困难的，但是由图2、图4所示的积分电路，如果采用容量小的电容器C和阻值小的电阻R1、R2也能作成截止频率低的滤波器，所以，容易在IC中作成。
把本发明放大电路用为高通滤波器的实施例示于图5。把输入信号Vin通过端子T5加到负载电容器C上，电容器C的另一端接于晶体管Q4的集电极上。把接于晶体管Q1基极上的端子T1接到偏置电压VB3]]>上。这个电路的传递函数H3(s)可用下式来表示H3(s)=11+KSC·2RE]]>(8)图5的电路为高通滤波器。
把本发明放大电路用于移相电路的实施例示于图6。该电路中，晶体管Q1的集电极与负载电阻R3相连的同时，与晶体管Q9的基极相连。恒流源A1接于晶体管Q9的发射极上，晶体管Q9构成发射极跟随器。而且，把与电容器C相连的端子T5接于晶体管Q9的发射极上。还有，晶体管Q13的发射极通过端子T2与晶体管Q9基极相连的同时，与输出端子T10相连，从输出端子T10取出输出信号Vout。在晶体管Q2集电极中流动的交流电流is为is= (Vin-Vout)/(re+re+R1+R2) ……(9)由于电流is在电容器C中流动，在电容器C的两端得到电压。同时，在晶体管Q1的集电极中有与电流is相位相反、大小相等的交流电流流动，该电流也流经负载电阻R3。而且，从电阻R3的端子上取出电压，该电压通过晶体管Q9和电容器C，和上述电容器C的端电压相加。相加后的信号，通过晶体管Q10、Q11、Q12、Q13从端子T10作为输出信号Vout取出的同时，也加到晶体管Q2的基极上，构成负反馈电路。此处，若把信号的角频率取为ω，则输出信号Vout可用(10)式来表示Vout= (Kis)/(jωc) -R3is= (kis)/(SC) -R3is……(10)由(9)、(10)式，该电路的传递函数H4(s)为H4(s)=VoutVin=-R32re+R1+R2S+kC(2re+R1+R2)(1-R32re+R1+R2)S+kC(2re+R1+R2)……(11)]]>此处，R3/(2γe+R1+R2)表示作为负载电阻R3端电压的取出信号的增益，若把该值选为0.5，则(11)式中分母和分子的大小相等。即电路的增益变为1而与输入信号的频率无关，图6所示的电路为只有输出信号的相位随频率而发生变化的移相电路。
此处，从上述电阻R3上取出信号的增益，由R1、R2、R3来决定，因此，若把电阻R1、R2的值也选得比发射极电阻γe的值充分大，另外，若把电阻R1、R2的值选得与RE的值相等，则(11)式大致可用下式来表示H4(s)=-R32RES+kC·2RE(1-R32RE)S+kC·2RE]]>(12)
在IC中作成该移相电路时，即使电容器C和电阻RE的值产生误差，通过控制送到控制端子T3上的控制电压Vc，来控制流经晶体管Q4的集电极信号电流的分流比，也能把K/(C·2RE)的值控制为常数。
另外，由于在同一IC(集成电路)芯片上作成多个电阻时其阻值之比几乎不产生误差，因此，作为电阻R3端电压的取出信号的增益R3/(2·RE)的值几乎不变。
即如果根据本实施例，在IC中作成图6所示的电路时，即使电容器和电阻的值产生误差，通过控制晶体管Q3、Q4电流的分流比K，也能补偿这种误差，恒流源A1的电流值可选为任意值。因此，可选择恒流源A1的电流值，使晶体管Q1、Q2的过渡频率fT如图3所示而变大，晶体管Q1、Q2的高频特性变好。
还有，在图1所示电路中，若晶体管Q4、Q5为理想电流源，则从输出端子T4看入晶体管Q5、Q4的输出电阻γc是无穷大。但实际情况是集电极电流越大，晶体管Q4、Q5的输出电阻γc就越小，特别是在集成化的晶体管中，NPN型晶体管Q4的输出电阻选得大时，PNP型晶体管Q5的输出电阻就小，为几百KΩ到几十KΩ。此时，在低于由输出电阻γc和负载电容器C的乘积所决定频率的范围，从端子T4取出的输出信号Vout在衰减，避免了原来电路工作状态的不应有情况。在这种情况下，可采用以下所示的电路。
图1所示本发明放大电路的改进电路示于图7。在图7电路中，采用与晶体管Q5构成共射共基连接的晶体管Q21，即晶体管Q4的集电极接于晶体管Q21的集电极上。晶体管Q21的基极接于偏置电压VB4上，晶体管Q21的发射极接于晶体管Q5的集电极上，两者构成共射共基连接。晶体管Q5的基极接于晶体管Q6的基极和集电极上，构成电流密勒电路，与晶体管Q6的集电极电流大致相等的电流在晶体管Q5的集电极中流动，并且在晶体管Q21的集电极中有大致恒定的电流流动。若晶体管Q21的输出电阻为γc，电流放大系数为hfe，由于晶体管Q5和Q21为共射共基连接，则从输出端子T4向晶体管Q21看入的阻抗Z0大致可用下式来表示Z0＝hfe·γe因此，作为负载电流源，由于采用了共射共基连接的PNP型晶体管Q21，使输出阻抗增大到晶体管Q21本身输出电阻γc的hfe倍。
图2所示积分电路的改进实例示于图8。在该电路中，采用与晶体管Q5构成共射共基连接的晶体管Q21。在该电路中，作为积分电路的负载电流源，由于采用了共射共基连接的PNP型晶体管Q21，使输出阻抗也增大到晶体管Q21输出电阻γc的hfe倍。其结果是，当晶体管Q4的输出电阻比晶体管Q21的输出电阻也充分大时，积分电路的低频工作范围也增大到hfe倍。
图4所示低通滤波器电路的改进实例示于图9。在该电路中，晶体管Q21与晶体管Q5也构成共射共基连接。在该电路中，输出阻抗也增大到hfe倍。
图5所示高通滤波器的改进实例示于图10。在该电路中，晶体管Q21与晶体管Q5也构成共射共基连接。
图6所示移相电路的改进电路示于图11。在该电路中，晶体管Q21与晶体管Q5也构成共射共基连接。
图4、图9所示低通滤波器的应用例示于图12、图13。图12所示电路中，采用了两组图4所示的电路。图13所示电路中，采用了两组图9所示的电路。图12中，利用晶体管Q101、Q102、Q103、Q104、Q105、Q110、Q111、Q112、Q113，电流源A101、A103，电阻R101、Q102及电容器C100构成第一组低通滤波器;利用晶体管Q201、Q202、Q203、Q204、Q205、Q210、Q211、Q212、Q213，电流源A201、A203及电容器C200构成第二组低通滤波器。图13中，第一组低通滤波器中还利用了晶体管Q121，第二组低通滤波器中还利用了晶体管Q221。图12、图13中，在晶体管Q103、Q104及晶体管Q203、Q204中流动电流的分流比K，根据送到端子T8上的控制电压而变化，把偏置电压VB5]]>送到端子T3上。
把图12、图13所示电路一般化以后的方框图，示于图14。图14中，系数电路51、52、53接于输入端子T11上，运算电路54、55、56分别接于系数电路51、52、53上。积分电路100接于运算电路54和运算电路55之间，积分电路200接于运算电路55和运算电路56之间。而且，输出端子T12接于运算电路54、55、56上。若积分电路100和200的积分增益为G1和G2，系数电路51、52和53的系数为C、b和a，则图14电路的传递函数H5(s)可用下式来表示H5(s)= (as2+bG2s+cG1G2)/(S2+G2s+G1G2) ……(13)根据系数a、b、c的值，图14的电路可成为低通、高通或带通滤波器。
在图12、图13所示电路中，积分电路100由第一组低通滤波器构成，积分电路200由第二组低通滤波器构成。并且，系数电路51、52、53的系数c、b、a选为a＝0，b＝0和c＝1。因此，从(13)式，图12、图13所示电路的传递函数H6(s)为H6(s)=k24C100C200RE1RE2S2+k2c200RE2S+k24c100c200RE1RE2]]>(14)
图12、图13所示电路呈现出二阶低通特性。
此处，电阻R101和R102的阻值为RE1]]>，电阻R201和R202的阻值为RE2]]>。另外，晶体管Q9是为了使晶体管Q6更正确地完成电流密勒工作而采用的，它是基极电流补偿晶体管。
如上所述，根据本发明，就能提供适用于低通滤波器、高通滤波器、移相电路等有源滤波器，并在集成电路中能够容易作成的放大电路。
权利要求
1.一种放大电路由下述部件构成a)第一差动放大电路，备有下述元件第1、第2输入端子T1、T2；第1、第2晶体管Q1、Q2；分别接于第1、第2晶体管发射极上的第1、第2电阻R1、R2；接于第1、第2电阻R1、R2上，其电流为I0的第一个电流源A1；b)第二差动放大电路，备有下述元件第3、第4晶体管Q3、Q4，其发射极分别接于所述晶体管Q2的集电极上，把在晶体管Q2中流动的电流分流；c)电容器C其一端接于所述晶体管Q4的集电极上，另一端接于端子T5上；d)控制电压输入端子T3(T8)接于所述第二差动放大电路上，把用来控制在所述第3、第4晶体管Q3、Q4中流动电流的分流比K的控制电压Vc送到该端子上；e)电流密勒电路，备有下述元件具有发射极和基极分别并联连接的第5、第6晶体管Q5、Q6，第5晶体管Q5的集电极接于第4晶体管Q4的集电极上；f)第3差动放大电路备有下述元件第7、第8晶体管Q7、Q8；接于第7、第8晶体管Q7、Q8发射极上，输出电流(约I0/2)的第2电流源A2；第8晶体管Q3的集电极接于所述第6晶体管Q6的集电极上；第7晶体管Q7的基极接于晶体管Q3的基极上；第8晶体管Q8的基极接于晶体管Q4的基极上。
2.根据权利要求
1的放大电路其特征在于把输入信号Vin送到端子T1上;把偏置电压VB2送到端子T2上;与电容器C相连的端子T5，接于电源端子T6或接地端子T7上。
3.根据权利要求
1的放大电路还具有下述部件负反馈电路具有下述元件第10晶体管Q10，把Q10的基极接于第4晶体管Q4的集电极上;第11晶体管Q11，把Q11接于第10晶体管Q10的发射极和第一个差动放大电路中第2输入端子之间。
4.根据权利要求
3的放大电路，其特征在于与电容器C相连的端子T5，接于电源端子T6或接地端子T7上;把输入信号Vin送到端子T1上。
5.根据权利要求
3的放大电路，其特征在于把输入信号Vin送到电容器C相连的端子T5上;把偏置电压VB3送到端子T1上。
6.根据权利要求
3的放大电路其特征在于还备有下述元件第3电阻R3;把R3接于第一个晶体管Q1的集电极和电源端子T6之间;第9晶体管Q9;把Q9的基极接于晶体管Q1的集电极上，把集电极接于电源端子T6上，把发射极接于端子T5上。
7.根据权利要求
1的放大电路还备有下述元件晶体管Q21，把Q21的发射极接于第5晶体管Q5的集电极上，把集电极接于第4晶体管Q4的集电极上，把偏置电压VB4加到基极上。
专利摘要
本发明的放大电路具有把输入信号电压变换成信号电流的第一个差动放大电路的第1、第2晶体管；把在上述第2晶体管集电极中流动的信号电流按某一恒定比例进行分流的第2差动放大电路的第3、第4晶体管；接于上述第4晶体管集电极上的负载电容器；接于上述第3或第4晶体管基极上，根据基极所加控制电压Vc的变化来控制上述第3、第4晶体管的分流比的装置；以及分别接于第1、第2晶体管发射极上的第1、第2电阻。
文档编号H03H11/02GK87100128SQ87100128
公开日1987年11月11日 申请日期1987年1月10日
发明者松本脩三, 畔柳朝光, 植木幸也, 神谷昌则 申请人:株式会社日立制作所导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan