专利名称：与数字放大器结合的高保真和高效率的模拟放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种放大器，更具体地涉及一种与数字放大器结合的既有优良的线性度又有高效率的音频模似放大器。
按照线性电路的技术，诸如A类、B类或是AB类的常规音频模拟放大器都有极佳的失真特性，但表现出相当低的效率和庞大的体积。而在另一方面，D类的数字放大器，它采用了一脉宽调制(PWM)开关，却有高效率和小的体积但其保真度较差。
到了目前所谓绿色环境的年代，特别在包括单频放大器在内的电子产品中，为降低能量消耗需要开发更高效率的技术。
在常规情况下，在对功耗并非特别重视或有技术困难的情况下，都是把线性度作为音频放大器产品设计的重要困素，而不是效率。其结果是，迄今几乎用于音频放大器的所有放大器都是建立在具有优良失真特性的模拟线性电路基础上的。
然而，尽管采用A类、B类或AB类电路的音频放大器具有上述的优良线性特性，但它不可避免地在高功率的放大器中产生大量的功耗。因而，在典型的模拟音频放大器中，由于除转换成音频的声音能量之外的大部分输出都转换成热能并耗散，这就造成由双极晶体管、场效应晶体管等等组成的功率晶体管群的温度增高，需有由铝、铜等一类金属制成的苯重的散热片或是带有噪声的冷却扇用于冷却，这样就不情愿地去增大功率放大器系统的尺寸和重量。人所共知的是，由于A类放大器经常工作在有源区，它同时具有最佳失真特性和最差效率的优点和缺点。
这样，就希望能提供一种既有优良的线性度又有高效率的放大器，但却难以兼备。为了解决这一问题，迄今已经研究过由所谓推挽电路组成的B类放大器。推挽电路包括以发射极跟随方式相互连接的一对晶体管，它对节约能源非常有用。从理论上可以获得高达78.5％的高效率，但在小信号的级别中在两个晶体管之间仍然存在不符合要求的交叉失真问题。此外，尽管在B类放大器中通过加一适当的负反馈可以改进一些小信号级别中的交叉失真，但在加高压和流过大电流的情况下它很难消除全部的谐波失真(即THD)。其原因在于构成B类放大器的两个晶体管是交替地开启和关闭的，从而使得在小信号级别中易于进行开启和关闭的转换，但当有大量电流流过时，由于晶体管中的电荷储存效应使得难以进行快速的开关运行，造成全部谐波失真退化。
另一方面，AB类放大器有处于A类和B类之间的负载曲线，它在即使未加信号时也能流过少量电流。这一电流量比A类放大器的量小，但显著大于B类放大器的量。在AB类放大器中，当增大偏置电流时，它的线性特性向A类趋近，而当减小偏置电流时，就向B类趋近。
参照
图1，将对加上负反馈的一简单音频模拟放大器进行说明。
人们共知的是在A、B或AB类的放大器中，约21.5％至约75％的提供的能量是作为热能耗散掉的，这样就需有大的铝散热片或具有噪声的冷却扇装入在其中装有各种器件的壳体中用于冷却。因而，这样的放大器不仅具有A、B或AB类放大器所特有的相当低效率和庞大体积的缺点，而且在开动冷却风扇时还招致噪声。特别是，当将这样的放大器运用在如运载工具之类的封闭空间内时，包括功率晶体管在内的各种器件的特性就会因壳内的散热不良而变坏，缩短音频装置的寿命期。
因而，这就强烈要求音频放大器既要有高的保真度，又要有高的效率。
这一要求通过本发明提供的与高效率和小体积D类数字放大器混合的模拟放大器能够得到解决。
D类数字放大器采用脉冲宽度调制(PWM)的开关方案，它通过不是线性运作的开关运作实现放大功能。人们都知道D类数字放大器具有高效率和小体积，但保真度较差。在D类数字放大器中，用作控制脉冲的功率晶体管的栅信号是通过对锯齿波的截波信号与音频信号的误差信号的控制基准信号进行比较产生的。在D类数字放大器中不可避免地产生的失真所造成的非线性度要经过精确的负反馈技术进行校正以满足音频设备的音响保真要求。D类数字放大器的工作原理与开关调节器或脉宽调制(PWM)转换器的相同，只是与开关调节器或PWM转换器相比，音频设备的D类数字放大器具有约20Hz至20KHz覆盖声频带的更宽频带范围。
D类放大器通常设有作为功率开关器件的高功率效率场效应晶体管(FET)，而且在理论上可能获得100％的效率，但由于有与开关频率成正比产生的热损耗以及各种控制电路的功耗，实际的效率约为90％。
由于这种D类放大器的失真特性很差，为确保音频设备中必备的声音质量，就必需设计精密的负反馈电路。在一般情况下，在用D类放大器设置的音频设备中，利用PWM型开关进行放大运作的数字电路块是与模拟电路块混合的，这在电路中产生大量的开关噪音。这样，就难以设计有充分稳定性的负反馈电路。此外，在对负反馈电路作出错误设计的情况下，就可能引起不符合要求的振荡，往往对电路块造成关键性的损伤。
作为去除D类放大器中这一缺点的现有技术中的一例，有由本发明人提供的已知的“三重环路负反馈音频放大器”(韩国专利申请号No.96-37905)。这种三重环路负反馈音频放大器与常规的D类放大器相比，它在保持高效率与高功率的同时表现出约0.1％的很低的失真特性。
不幸的是，发展至今的音频放大器都是根据它们的用途构成只有高保真的高效率中的一种特性。
于是，就需要有同时具备优良失真特性和高效率的音频放大器。
本发明的一般目的就是要提供一种借助于数字放大器而同时具有高保真与高效率的模拟放大器。
为了实现上述目的，本发明的模拟-数字组合放大器包括一用作独立电压源的A类、B类或AB类的模拟放大器以及一用作其从属电流源的D类数字放大器，这两个放大器是相互连接的。
按照本发明的一项实施例，模拟-数字组合放大器还包括一从模拟放大器读出小量电流输出并产生一使数字放大器能够提供大量电流的读出电压的读出电路。
按照本发明的另一实施例，所述模拟放大器包括一基本放大器；一控制晶体管运作的基极驱动器；一对构成推挽级的晶体管；以及一由无源元件组成用以确定整个系统闭环增益的反馈装置。
按照本发明的又一实施例，所述数字放大器包括一比较器；确定所述比较器的滞后电压的多个电阻和一拉升电阻；一栅驱动器；一对构成输出级的高功率开关；以及一电感器。
按照本发明的又一实施例，所述电感器具有约10μH至约500μH范围内的数值。
按照本发明又一实施例，所述读出块包括一用以读出由模拟放大器提供或被其吸收的电流并转换成电压成分的电阻；以及一用以放大由所述电阻读出的电压的放大器。
按照本发明的又一实施例，所述读出电阻具有约0.01Ω至约10Ω范围内的数值。
图1示出一常规模拟放大器的方框图。
图2示出本发明一项实施例与数字放大器组合的模拟放大器的一音频放大器的方框图。
图3为图2中所示音频放大器的具体电路图。
图4示出本发明的音频放大器的模拟结果的曲线。
图5a至5c示出图2中所示模拟-数字组合音频放大器的输入/输出波形图。
图6a和图6b分别示出本发明组合音频放大器的全部谐波失真特性的曲线。
图7a和图7b分别示出本发明组合音频放大器的效率特性的曲线。
图8a和图8b分别示出本发明组合音频放大器的频率响应特性曲线。
按照本发明，具有高效率特性的数字放大器被描述成与图1中所示具有优良失真特性的常规音频模拟放大器相结合，以获取既有优良的失真特性又有高的效率。
下面将参照附图对本发明的模拟-数字组合音频放大器进行说明。
参阅图2，本发明的模拟/数字组合放大器由四个电路部分组成，即，一用作独立电压源的模拟放大器10、一用作其从属电流源的数字放大器20、一用于读出由模拟放大器10提供的小量电流ia。并产生一读出电压Vs使数字放大器20能够提供大量电流id的读出电路30以及一产生音频声响的扬声器40。
如图3所示模拟放大器10包括一基本放大器11、一用以控制共同构成一推挽级的Q1和Q2晶体管对的运作的基极驱动器12、以及一由无源元件Z1和Z2组成用以确定整个系统封闭环路增益的反馈装置15。
在另一方面，数字放大器20包括一比较器21，，用以确定所述比较器21的滞后电压的电阻R1、R2和拉升电阻R3，一栅驱动器22、一对构成输出级的高功率开关M1和M2，以及一电感器L。
读出电路30有一用以读出由模拟放大器10提供或被其吸收的电流并转换成电压Vs′的电阻Rs；以及一将由所述电阻读出的电压Vs′放大成一放大的电压Vs的放大器31。
下面将对本发明的模拟/数字组合放大器的运行进行说明。
模拟放大器10起着独立电压源的作用，而且只产生波纹电流以抵消由数字放大器20所引起的失真以确保高的保真度。
这样，即使模拟放大器是由B类电路组成的，由于模拟放大器10流往杨声器40的电流相对地小于要提供全部电流的常规B类放大器，由本发明的B类放大器10引起的失真就显著低于常规的B类放大器。
数字放大器20起着从属电流源的作用并提供扬声器40中所需电流io的大部分电流id，从而通过这一数字放大器20能够获得更高的效率特性。要注意到由于数字放大器20是一单个的第一级系统，不存在系统的稳定性问题。
为了迅速吸收数字放大器20中的电感器L所产生的波纹电流，最好要使模拟放大器10的带宽尽可能地宽。
按照本发明，由于模拟放大器10和数字放大器20分别用作独立的电压源与从属的电流源，在模拟放大器10和数字放大器20之间的并联连接不存在问题。
本发明的基本原理在于，当从模拟放大器10向扬声器40流出电流ia时，它有优良的失真特性但却表现出低效率，扬声器40中所需电流io的大部分电流id是由具有高效率的数字放大器20提供的，而模拟放大器10仅提供少量的波纹电流或是迅速吸收过量的电流ia，使得能够同时获取高保真与高效率。
现在，将参照图2对从相应的放大器流入扬声器40的电流进行说明。
在图2中，标号io表示流入扬声器40的电流；ia为模拟放大器10的输出电流；id为数字放大器20的输出电流；gd为数字放大器20的增益；Aa为模拟放大器10中的基本放大器11的增益；而AR则为读出电路30的增益。
从图2可以得到以下各式io=ia+id (1)id=gdVs (2)Vs=ARia (3)将(3)代入(2)，使得id=gdARia (4)再将(4)代入(1)得到io=(1+gdAR)ia (5)由于模拟放大器的效率低于数字放大器，为确保高效率需在上式中降低电流ia而增加电流id。从上式可明显看出，当从图5中获得一定的电流io，通过增大gd和AR以降低电流ia就能获得高效率。
当对图5进行推理研究时，随着gd和AR增大，ia可以降低几乎为零，但实际上还存在着物理极限。在式(5)中，当gdAR大到远大于1时，就可能接近于式(6)。
io≈gdARia(6)按照本发明，gdAR的数值有可能大到几至几十。通过改变AR、读出电阻Rs及电感器L的值就能很容易调节gdAR。
当增加读出电阻Rs的数值时，加到扬声器上的电压就下降。因此，读出电阻Rs最好有较小的数值，但此值太小又可能产生噪音。于是，本发明中的读出电阻值在0.01Ω至10Ω的范围内。
当电感器的数值太小时，就有大量电流突然流过，这样就可能损坏高功率开关或晶体管Q1和Q2，但当电感值过大接近无穷大时，数字放大器20的作用就可能被忽略掉。于是，在本发明的该实施例中，电感器L的数值约在10uH至约500uH的范围内。
参照图2，将对确定电压增益的过程进行描述。
在下列方程中，Vl和Vo表示输入和输出信号；Vo′接近Vo的值；f为向输入一侧反馈电压Vf的转换因子；Ve为Vi和Vf之间的差动电压。要注意在读出电路30中进入和流出的电流相同。为了便于分析，假设跨于读出电路30上的电压降可予忽略，接着就有Vo≈Vo′ (1)从图2中得到Vo=AaVe(8)Vf=fVo (9)Ve=Vi-Vf (10)将(9)代和(10)，使得Ve=Vi-fVo (11)将(11)代入(8)，得到Vo=AaVi-AafVo (12)从(12)得到Vo/Vi=A=Aa/(1+Aaf) (13)其中A就是所谓封闭环路增盖，是以上负反馈系统中的全部增益，而T则为环路增益，表示为T=Aaf (14)将(14)代入(13)，便得Vo/Vi=A=Aa/(1+T)=(1/f)(T/(1+T))(15)若是T＞1，从(15)中可将全部增益表示为A=1/f (16)对于高值的环路增益T，全部增盖只由反馈转换因子f确定。
由于如图3中所示加上串接的反馈电压，全部电压增益可用下式(17)以反馈装置15的阻抗Z1和Z2表示。
A≈1+Z1/Z2 (17)接着，参照图3将对本发明的音频放大器进行研究。
数字放大器20有两种开关模式。在第一种模式中，由P沟道金属氧化物半导体(PMOS)制成的一高功率开关M1开启，而由N沟道金属氧化物半导体(NMOS)制成的一高功率开关M2则关闭。而在第二种模式中，高功率开关M1关闭，高功率开关M2却开启。
首先，让我们假设提供给模拟放大电路10的一输入信号是正弦波形，并且此时为正增长。当Vi升高时，从模拟放大器10输出的电流ia也随输入信号Vi成正比地升高。
由于电流ia是经读出电路30中的电阻Rs送往场声器40的，ia的升高在电阻Rs的两端产生电压降Vs′。电阻Rs两端的电压降Vs被放大器31放大成电压Vs，然后将电压Vs输往数字放大器20中的比较器21的倒转输入端。随着输入电压Vi增高，当读出电路30的输出电压Vs达到R2(+Vdd)/(R1+R2)=VT(H)时，比较器21的输出从Vdd改变为-Vdd。这样，比较器21的非倒转输入端也改变为R2(-Vdd)/(R1+R2)=VT(L)。比较器的输出-Vdd为低电平，而通过栅驱动器22的电压也保持为低电平，而通过栅驱动器22的电压也保持为低电平。这样，高功率开关M1开启而M2关闭。这样开关状态称为第一开关模式。
当处于第一开关模式状态时，电感器电流id以约为(+Vdd-Vo(t))/L的斜率线性升高。其中的Vo(t)代表在瞬时t的输出电流。当经电感器L由数字放大器20向扬声器40输入的电流id增大时，由模拟放大器10提供的电流ia就减小。由数字放大器20提供的电流id保持增长并沿着为扬声器40所需电流io的同一方向流入负载，直至电流ia达到零时为止。这就意味着场声器40中所需的全部电流均由数字放大器20提供。
在由模拟放大器提供的电流ia达到零之后，由数字放大器提供的过量电流开始流入模拟放大器并沿与电流ia相反的方向产生负电流-ia。负电流-ia经电阻Rs流入模拟放大器，从而由负电流-ia在电阻Rs的两端产生电压降产生负的读出电压-Vs′。这样就由读出电压-Vs′在读出电路30的放大器31的输出中产生负电压-Vs′，并加到比较器21的倒转输入端。
在此条件下，由于滞后电压VT保持在R·(-Vdd)/(R1+R2)=VT(L)，当加到比较器21的倒转输入端的负电压-Vs变成小于非倒转输入端中的R2·(-Vdd)/(R1+R2)=VT(L)时，比较器21的输出就从-Vdd改变成+Vdd，使比较器21的输出改变为高电平，因此开关M1关闭而开关M2开启。
现在，结束第一开关模式并开始第二开关模式。在处于第二开关模式的状态中，通过电感器L的电流id以(-Vdd-Vo(t)/L的斜率下降，从而由模拟放大器10提供的电流ia还增加。其结果是，从放大器31测出正的读出电压+Vs′，当此+Vs电压达到VT(H)时，比较器21的输出改变为低电平(-Vdd)，并结束第二开关模式而且再度开始第一开关模式。
于是，通过上述的两种开关模式就能保证既有高的保真度又有高的效率。
图4示出由模拟放大器10提供的电流ia、由数字放大器20提供的电流id、以及流向场声器40的电流io的几个模拟波形。如图4中所示，几乎扬声器40中所需电流io的全部电流id是由数字放大器20提供的，而模拟放大器10只是提供或是吸收了少量波纹电流。
下面将对本发明所产生的音频放大器的性能进行描述。
将电源电压±Vdd设在直流±22Vdc并对通常的50W输出使用4Ω的负载。由于将输入电压Vi设置成最大为1Vp，为获得50W的输出(=
)就需有20Vp的输出电压。这样，闭环增益就设在20左右。而且，数字放大器20的开关频率处于不向输入端提供信号的空载条件，达到250KHz左右。决定开关频率的重要元件为电感器L、电阻R1和R2、以及附加在数字放大器20中的栅驱动器上的空载时间；模拟放大器10中的阻抗Z1和Z2；读出电路30中的读出电阻Rs和放大器31的增益等等。
图5a至图5c示出数字放大器20的输出波形VL以及在输入信号Vi为0.5Vp的正弦波形分别为1 KHz、10KHz和20KHz的条件下的输出波形Vo。
图6a示出在1 KHz中额定输出电压与全部谐波失真(THD)之间的关系，而图6b则示出分别在1W、10W和50W的额定输出中频率和全部谐波失真(THD)之间的关系。
由于在低电平输出时噪音严重影响着信号，低电平输出时的全部谐波失真比中等电平输出时更差。同样由于若是输出信号Vo太大以致覆盖电源电压±Vdd，就会突然出现因受±Vdd的限制而使输出信号箝制的问题，因而在极高电平输出时THD也是较差的。从图6a和图6b中可以清楚看出，在0.5W至50W时的THD约为0.01％，而在覆盖整个声频频带的500Hz至5KHz的范围内THD表现出最优良的特性。
图7a示出在额定输出功率和全部功耗之间的关系，而图7b则示出在额定功率和效率之间的关系。计算功率效率的公式为η(x)=Po(x)/Pdd(x)(18)其中，Po(x)、Pdd(x)和x分别为扬声器的输出功率、全部供电功率和任意的输出电平。从图7a和图7b中可以了解到，本发明的音频放大器在50W有90％左右的最佳功率特性，它特别有利于高功率的应用。
图8a和图8b示出了频率响应特性，它们分别由图8a示出幅度响应，由图8b示出相位响应。
从图8a和图8b中可以清楚看出，在20Hz至20KHz的声音频率范围内幅度响应是非常平坦的，而3dB的带宽的带宽则位于40KHz左右。
如前所述，本发明的模拟音频放大器既有优良的线性度又有高效率。
特别是，通过使用高效的数字放大器与模拟放大器相结合，本发明提供了非凡的节能效果。在50W功率放大器的情况下，常规的A类放大器只有约20％的较差的效率，表明约有200W的功率损耗。但本发明的功率放大器却有90％以上的效率，这就使它只有约5W的功率损耗。
上述本发明的模拟一数字组合的放大器是供音频应用的装置，但它不受此限制。例如，本发明的放大器可以用于供电的电压源。
当参照特定的实施例对本发明进行说明的同时，这种说明就意味着构成一种限制的意义。依据这种说明，对于专业技术人员来说，对公开的实施例的各种各样的修改以及本发明的其它实施例，都会是显而易见的。因而期待着所附的权利要求及其法定的等同体将会覆盖落入本发明范围内的任何这类修改或实施列。
权利要求
1.一种模拟-数字组合放大器，其特征在于，它包括一用作独立的电压源的A类、B类或AB类的模拟放大器；以及一用作其从属的电流源的D类数字放大器，其中的模拟放大器和数字放大器是相互连接的。
2.按照权利要求1所述的模拟-数字组合放大器，其特征在于，它还包括一读出电路，所述的读出电路读出由模拟放大器输出的小量电流并产生能使数字放大器提供大量电流的一读出电压。
3.按照权利要求2所述的模拟-数字组合放大器，其特征在于，所述的模拟放大器包括一基本放大器、一用于控制晶体管运行的基极驱动器、一对构成推挽级的晶体管、以及由无源元件组成用于确定整个系统的封闭环路的一反馈装置。
4.按照权利要求2所述的模拟-数字组合放大器，其特征在于，所述的数字放大器包括一比较器、用于确定所述比较器的滞后电压的多个电阻和一拉升电阻、一栅驱动器、一对构成输出级的高功率开关、以及一电感器。
5.按照权利要求4所述的模拟-数字组合放大器，其特征在于，所述的电感器具有在约10μH至约500μH范围内的数值。
6.按照权利要求2所述的模拟-数字组合放大器，其特征在于，所述的读出块包括一用于读出由模拟放大器提供或被其吸收的电流并将其转换成电压成分的电阻，以及一用于放大由所述电阻读出的电压的放大器。
7.按照权利要求6所述的模拟-数字组合放大器，其特征在于，所述的读出电阻具有在约0.01Ω至约10Ω范围内的数值。
全文摘要
本发明提供了一种与数字放大器组合的音频模拟放大器,它既有优良的线性度又有高效率。模拟－数字组合放大器包括一用作独立电压源的A类、B类或AB类的模拟放大器,以及一用作其从属电流源的D类数字放大器,其中的模拟放大器与数字放大器是相互连接的。
文档编号H03F3/68GK1217864SQ98800172
公开日1999年5月26日 申请日期1998年2月16日 优先权日1997年2月24日
发明者丁南声, 曹圭亨 申请人:韩国科学技术院