专利名称：抽取滤波装置和方法
技术领域：
本发明涉及本发明涉及抽取滤波装置和方法，尤其涉及利用内插二次多项式(ISOP)的抽取滤波装置和方法。
2．相关技术描述随着带宽模-数转换(ADC)技术和快速数字信号处理(DSP)技术的发展，对于在IF(中频)带以及基带进行处理和数字信号处理已经成为可能。软件无线电系统指的是在IR或RF(射频)带开始数字信号处理的系统。
借助数字信号处理的可编程性，软件无线电系统可以有效地支持多带、多模式和多功能通信。举例来说，具有图1所示结构的AMPS(高级移动电话服务)移动通信系统的基站为各个用户提供了30KHz的信道，并为各个信道应用了RF和IF级接收器。但是，正如图2所示的，通过使用一个宽带RF级接收器、一个宽带ADC(模-数转换器)和N个数字滤波器(这里，N是信道数)，软件无线电系统就可以进行信道分离操作。
当这种软件无线电系统应用于移动通信系统中的终端(或移动台)和基站时，有可能容纳整个全国性的和地区性的标准，并提供不同服务区之间的漫游服务。这种软件无线电概念可以广泛地应用于诸如PCS(个人通信系统)和IMT-2000(国际移动电信)系统那样的未来移动通信系统的基站和终端。
软件无线电系统应该包括抽取滤波器、速率转换器、快速乘法器和三角函数产生器。软件无线电接收器的BB级应该从宽带输入信号中分离出通常是非常窄的窄带信号的感兴趣信号。为此，重要的是有效地设计快速抽取滤波器。
目前，对于适用于数字接口的数字下变频器(downconverter)，著名的有Gray公司制造的器件GC4014和Harris公司制造的器件HSP50016和HSP50214。此外，Alan Y.Kwentus等人的论文，“锐化成级联积分器-梳状抽取滤波器的滤波器的应用”也公开了数字下变频器(AlanYKwentus.Zhognong Jiang，Alan N.Willson，Jr.，“滤波器锐化对级联积分器-梳状抽取滤波器的应用”，IEEE信号处理刊，第45卷，457-467页，1997.2)。
在上面的器件中，改进最大的是HSP 50214。可以说它是GC4014和HSP 50014的改进型。器件HSP 50214(下文称为第一现有技术)具有CIC(级联积分器-梳)滤波器、半带滤波器和可编程FIR(有限脉冲响应)滤波器三级结构。在第一现有技术中，CIC滤波器是用于抽取的RRS(递归运行求和)滤波器，这种器件易于实现。半带滤波器是二次幂抽取滤波器，并且一半滤波器系数是“0”，这样，硬件实现相对简单。也就是说，第一现有技术首先利用CIC滤波器进行抽取，然后，利用半带滤波器以2的若干倍数进行抽取。另外，可编程FIR滤波器用于补偿通带中由CIC滤波器引起的下降(droop)。
同时，Willson Jr．撰写的论文中所提出的方法(下文称为第二现有技术)使用了Kaiser Hamming(凯撒·汉明)的频率响应锐化技术。锐化滤波器通过减少正在使用中的通带的衰减可以省去第一现有技术中处在最后一级上的可编程FIR滤波器。亦即，第二现有技术具有锐化滤波器和半带滤波器两级结构。当CIC传递函数是H(z)时，锐化滤波器的传递函数变成H2(z)(3-2H(z))。
根据第一实施例实现的下变频器由CIC滤波器、半带滤波器和可编程FIR滤波器组成。这里，CIC滤波器进行4比32抽取、半带滤波器进行1比5抽取，和可编程FIR滤波器进行1比16抽取，使得整个滤波器可以进行4比16384抽取。然而，由于半带滤波器和可编程FIR滤波器利用一个加法器和一个乘法器进行操作，因此，就抽取而论，滤波操作次数的增加可能不良地限制了信号的带宽。此外，由于CIC滤波器的通带下降依赖于处在末级上的可编程FIR滤波器，因此，可编程FIR滤波器在结构上可能变得相对复杂一些。
另外，根据第二现有技术实现的下变频器通过将Kaiser Hamming的频率响应锐化技术应用于CIC滤波器使通带的衰减最小化，以致可以省去可编程FIR滤波器。但是，尽管使用了这样一种方法，降频转换器也应该在末级上使用可编程FIR滤波器，以便用于各种不同的用途。并且，由于锐化滤波器具有H2(z)(3-2H(z))的传递函数，下变频器可以与使用3个CIC滤波器的情况一样复杂。
如上所述，现有技术的器件使用了带有RRS结构的CIC滤波器，它最普遍地用于抽取应用之中，并且易于实现，但CIC滤波器的使用可能引起通带的下降。为了补偿这种下降，第一现有技术的器件在末级上只使用了可编程FIR滤波器，结果是，滤波器可能需要大量的抽头，这使得制造这种滤波器难以实现。此外，正如可以从锐化滤波器的传递函数中体会到的那样，第二现有技术的器件包括了数个CIC滤波器。因此，也难以实现制造第二现有技术的器件。并且，为了应用于各种不同的系统，还要求该器件在末级上带有可编程FIR滤波器。
发明概述因此，本发明的一个目的是提供一种利用内插二次多项式的抽取滤波装置和方法。
本发明的另一个目的是提供一种通过使用利用内插二次多项式的抽取滤波器实现软件无线电系统的下变频器的装置和方法。
本发明还有一个目的是提供一种通过使用ISOP(内插二次多项式)滤波器来补偿由软件无线电系统的可编程下变频器的CIC滤波器引起的下降，以便降低处在末级上的FIR(有限脉冲响应)滤波器的复杂性的抽取滤波装置和方法。
本发明再有一个目的是提供一种在软件无线电系统的下变频器中使用ISOP特性来补偿由改进型半带滤波器引起的通带下降的抽取滤波装置和方法。
本发明还再有一个目的是提供一种抽取滤波装置和方法，在软件无线电系统的下变频器中，通过使用未被使用的改进型半带滤波器作为带有多路复用器的、利用改进型半带滤波器的可编程FIR滤波器的预滤波器，可以使FIR滤波器的抽头数减少。
为了达到上面目的，本发明提供了用于抽取数字信号处理系统的取样信号的抽取滤波装置。抽取滤波器包括CIC抽取滤波器，用于抽取滤波取样信号以下变频取样信号；ISOP滤波器，用于单调增加CIC抽取滤波器的输出以补偿由CIC抽取滤波器引起的通带下降；多级半带滤波器，包括至少一个用于1/2抽取从ISOP滤波器输出的信号的改进型半带滤波器，所述多级半带滤波器抽取从ISOP滤波器输出的信号以下变频该信号；和可编程FIR(有限脉冲响应)滤波器，用于补偿从多级半带滤波器输出的信号的通带下降。
附图简述通过结合附图对本发明进行如下详细说明，本发明的上面和其它目的、特征和优点将更加明显，在附图中相同的标号表示相同的部分，其中图1是显示一般多标准终端的结构的示意图；图2是显示多标准终端中软件无线电器件的结构的示意图；图3A和3B是显示CIC抽取滤波器的结构的示意图，其中图3A显示了直接实现RRS滤波器H(z)的情况，图3B显示了RRS滤波器的积分器部分和梳状滤波器部分由抽取器分开的情况；图4是显示CIC滤波器的频率响应特性的示意图；图5是显示当C＜-2时，P(z)的幅度响应特性的示意图；图6是显示与ISOP滤波器级联的CIC抽取滤波器的结构的示意图；图7是显示半带滤波器和改进型半带滤波器的幅度响应特性的示意图；图8是显示可编程抽取滤波器的结构的示意图；图9是显示多级半带抽取滤波器的结构的示意图；图10是显示改进型半带滤波器的幅度响应特性的示意图；图11是显示在根据本发明一个实施例的例1中下变频器的幅度响应特性的示意图；图12是显示关于IS-95系统的下变频器的幅度响应特性的示意图；图13是显示根据本发明一个实施例的、由CIC抽取滤波器和ISOP滤波器组成的抽取滤波器的模拟结果的示意图；图14是显示根据本发明一个实施例的、由ISOP滤波器和改进型半带滤波器(MHBF)组成的抽取滤波器的模拟结果的示意图；图15是显示根据本发明一个实施例的，由CIC滤波器、ISOP滤波器和MHBF组成的抽取滤波器的模拟结果的示意图；图16是显示CIC滤波器、ISOP滤波器、MHBF和可编程FIR滤波器组成的抽取滤波器的模拟结果的示意图；图17是显示应用可编程降频转换器的软件无线电接收器的结构的示意图。
优选实施例详述下文结合
本发明的优选实施例。在如下的描述中，现有技术中那些众所周知的功能或结构将不作详细描述，因为这些不必要的细节有可能使本发明的主要特征不突出。
当应用系统需要抽取率K时，应该确定CIC滤波器和改进型半带滤波器(MHBF)如何进行抽取，以便利用推荐的结构进行抽取。在这种确定中，由于半带滤波器数量的增加可能增加阻带衰减，最好使用尽可能多的半带滤波器资源。这里，当在CIC滤波器中进行的抽取是M和要使用的半带滤波器数为m时，K=M×2m。
改进型半带滤波器由滤波器组根据抽取率K来确定。一旦按照这种方式确定了CIC滤波器和半带滤波器，下一步就应该设计ISOP滤波器和可编程FIR滤波器。ISOP滤波器的传递函数是1+CZ-1+Z-21，应该确定C和I的值以设计ISOP滤波器。在确定了值C和I之后，有可能通过线性编程(programming)来求出可编程FIR滤波器的值。这里，将I的值设置为1≤I≤[1/(2fc)]。如果I=kM，则1≤k≤[1/(2Mfc)]。因此，有可能利用线性编程考虑可能的k和C值来求出所需的可编程滤波器的系数。
尽管一般半带滤波器应该是关于大约1/4(当2π为1单位时)中心对称的，但应该将没有这种形状的MHBF设计成使通带衰减应该单调减小以获得所需的阻带衰减，因为ISOP是单调上升的，从而补偿了通带特性。此外，通过使用MHBF作为预滤波器，也有可能减小处在末级上的可编程FIR滤波器的复杂性。
对高效抽取滤波器设计的流行方法是基于Hogenauer(胡格纳尔)提出的级联CIC抽取滤波器的使用的(参阅文献E.B.Hogenauer，“用于抽取和插值的经济型数字滤波嚣”，IEEE(电子及电气工程师协会会刊)声学、语音、信号处理刊，第29卷，155-162页，1981年4月)。可编程CIC滤波器易于实现，并且能够有效地降低由抽取引起的混叠(aliasing)效应。然而，正如在第二现有技术中所指出的，由于其宽的过渡带，这种滤波器往往会引起感兴趣的通带的下降并且几乎不能分离出通带。为了克服这些困难，CIC滤波器通常与第二抽取低通滤波器级联可编程FIR(PFIR)滤波器用于这一级。
在试图避免在第二级上使用可编程滤波器的尝试中，第二现有技术利用可以显著减少由CIC滤波器引起的通带下降的锐化CIC滤波器来取代CIC滤波器，并在第二级上只使用固定系数的半带滤波器。通过使用可编程锐化CIC滤波器，这种抽取滤波器可以将输入信号与不同的带宽分开；但它的应用相当有限。例如，它不能应用于其中需要带有不同过渡带宽的抽取滤波器的多标准通信。这是因为由现有技术的固定半带滤波器形成的过滤带宽固定在某一个值上。
在该实施例中，提出了一种新的基于CIC的抽取滤波器，作为对锐化CIC滤波器的有用替代物。这种提出的滤波器是CIC滤波器与ISOP(内插二次多项式)滤波器的级联。这种为高效数字滤波器设计而开发的ISOP滤波器能够显著地减少CIC滤波器的通带下降。还将表明，通过在CIC滤波之后使用简单ISOP滤波器，处在抽取滤波器的第二级上的滤波器，例如，半带滤波器和可编程FIR滤波器，可以得到相当大地简化。通过一些设计实例，将会理解到，带有ISOP滤波器的抽取滤波器能够容易支持多标准通信，并且比现有的抽取滤波器更简单，易于实现。
在如下的说明中，首先考虑ISOP滤波器以及它的特性，其次考虑带有ISOP滤波器的、使用CIC滤波器级联的抽取滤波器的特性。最后考虑用于移动通信的可编程下变频器的特性。
Ⅰ．通过ISOP锐化的CIC抽取滤波器图3A和3B是显示CIC抽取滤波器的结构的示意图，其中，图3A显示了直接实现RRS滤波器H(z)的情况，图3B显示了RRS滤波器的积分器部分和梳状滤波器部分由抽取器分开的情况。下文中，在简要回顾一下CIC和锐化CIC滤波器之后，考虑紧随CIC滤波器之后的ISOP滤波器的设计。
A．CIC和锐化CIC滤波器如图3A所示，CIC抽取滤波器由后面有抽取器42的级联RRS滤波器41组成。级联RRS滤波器的系统函数由下式给出H(z)=(1MR1-Z-MR1-Z-I)L-----(1)]]>这里，M是整数抽取因子，和称为差分延迟的R是正整数。在式(1)中，H(z)的分母项和分子项分别涉及积分器和梳状滤波器。当实现CIC滤波器时，如图3B所示，积分器45和梳状滤波器47由抽取器分开，以降低计算负载。H(z)的频率响应写成H(ejω)=(1MR1-e-jMRω1-ejω)L------(2)]]>这个频率响应在f=1/MR的整数倍的位置上是零值，如图4所示。由于通过抽取折叠在基带中的频带集中在f=1/M的整数倍位置上的零附近，因此，这些零提供了对M-重抽取引起的混叠的自然衰减。最坏情况的混叠出现在fA1=1/M-fc位置上的第一混叠带的低边缘上，这里fc是通带宽度。
锐化CIC滤波器是通过用锐化滤波器Hs=H2(z)[(3-2H(z)]取代图3A中的CIC滤波器的H(z)导出的，它需要三个CIC滤波器。在第二现有技术中，只有那些L为偶数和R=1的CIC滤波器得到考虑。如果R值不断增大，那么，通带上的锐化特性就会变差；并要求L的值为偶数以保持整数组延迟。正如可以从图4看出的，这种锐化可以显著地减少通带下降和改善混叠抑制。当然，实现Hs(z)要比实现H(z)付出大得多的代价。下面，引入比锐化CIC滤波器更简化和更具灵活性的锐化技术。
B．与ISOP滤波器级联的CIC滤波器下文将考虑比锐化CIC滤波器更简化和更具灵活性的锐化技术。如图6所示，CIC滤波器51与ISOP滤波器53级联。ISOP滤波器53的系统函数，P(z)定义为P(z)=1|C+2|(1+CZ-I+Z-2I)----(3)]]>这里，I是正整数，和C是实数。P(z)是下面二次多项式的内插形式S(z)=1|C+2|(1+CZ-1-Z-2)----(4)]]>这个多项式具有如下特性，它虽然简单，但对滤波锐化却有用。特性当C是实数时，多项式S(z)的幅度响应表达为|S(ejω)|=1|C+2||C+2cosω|-----(5)]]>如果C＜-2，则在ω∈
区间上单调上升。由于比例因子为1/｜C+2｜，故DC增益总是为1，并且幅度响应的斜率随着参数C而变化。
ISOP滤波器53的滤波锐化特性来源于这个特性。ISOP滤波器53的幅度响应由下式给出|P(ejω)|=1|C+2||C+2cosIω|----(6)]]>这个函数在ω∈
区间上单调上升，并且以2π/I为周期周期性地变化。IOSP滤波器53可以补偿CIC滤波器51的通带下降，它在ω∈
的频率范围内是单调减小的。为了对通带下降作出适当的补偿，建议单调上升区域ω∈
的宽度与输入带宽2πfc相一致。这意味着I=1/(2fc)。在设计ISOP时，只考虑满足下式的那些I值就足够了1≤1≤[12fc]-----(7)]]>如果对于k为正整数，设置为I=kM，那么，ISOP幅度响应的极小值发生在f=1/kM的整数倍的位置上。在这种情况下，每第k个极小值的位置与混叠带中心所在的CIC零位置相一致，因此，在ISOP滤波之后，CIC抽取滤波器的混叠抑制特性可以得到保持。当I=kM时，方程(7)变成对于给定的M1≤k≤[12Mfc]-----(8)]]>图5显示了对于几个不同的k和C＜-2的值，｜P(ejω)｜的幅度响应。应该注意到，｜P(ejω)｜的斜率随着｜C｜的减小和k的增加而趋于增加。可以从式(6)获得的｜P(ejω)｜的极大值和极小值分别为(｜C｜+2)/(｜C｜-2)和1。
图6显示CIC滤波器51和ISOP滤波器53的级联。就这个级联来说，如果给定CIC滤波器51，可以利用传统滤波器设计方法，例如，改进型Parks-McCellan(帕格斯-麦克西龙)方法(参考J.H.McClellan，T.W.Parks和L.R.Rabiner，“用于设计最佳FIR线性相位数字滤波器的计算机程序，“IEEE音频、电声学刊，第21卷，506-526页，1973年12月)(也可参考J.W.Adams和A.N.Willson，Jr.“使用较少乘法器且灵敏度降低的用于FIR滤波器的新方法，“IEEE电路和系统刊，第30卷，277-283页，1983年5月)和线性规则(Programming)方法(参考L.R.Rabiner，“有限脉冲响应(FIR)数字滤波器的线性程序设计”IEEE音频、电声学刊，第20卷，280-288页，1972年10月)(也可参考Y.C.Lim and S.R.Parker，“离散2次幂空间上的FIR滤波器设计”IEEE声学、语音、信号处理刊，第31卷，583-591页，1983年4月)，来设计出最佳的ISOP。
具体地说，对于每个满足式(8)的整数k，求解下式求δ极小值满足对0≤ω≤2πfc，有｜H(ejω)·P(ejω)-1｜＜δ，…(9)这里，H(ejω)和P(ejω)分别是CIC滤波器51和ISOP滤波器53的频率响应。给定H(ejω)，使δ极小的最佳P(ejω)可以用直接了当的方式得到。对于每个k值求解方程(9)之后，就选择出了与最小值δ相联系的一对(k，c)。
为了检验根据本发明的级联滤波器的性能特性，利用几个L、R值和输入带宽fc值对这种滤波器进行设计，并将其与CIC和锐化CIC滤波器进行比较。结果总结在表1中。表1 表1显示了级联滤波器、CIC滤波器和锐化CIC滤波器的通带下降和混叠衰减。在表1中，随着L和R的增大，这三种滤波器的混叠衰减随之改善，但它们的通带下降也增大了。级联和锐化两种滤波器的减小CIC滤波的通带下降是以混叠抑制的某种程度的变差为代价的，在这两种滤波器之间，级联滤波器可以比锐化滤波器完成得更好一些。举例来说，考虑L=6和R=1的级联滤波器和L=2和R=1的锐化CIC滤波器，这两种滤波器使用了相同数量的RRS滤波器，它们的计算复杂性也几乎相同。从表1可以看出，在减小通带下降和混叠抑制两方面，级联滤波器都优于锐化CIC滤波器。具有非常简单结构的CIC滤波器51和ISOP滤波器53级联是锐化CIC抽取滤波器的有用替代物。
C．锐化改进型半带滤波器的ISOP滤波器如前所述，CIC抽取滤波器通常后随固定半带滤波器，固定半带滤波器的幅度响应对于f=0.25是对称的。当使用ISOP滤波器53时，有可能通过利用ISOP滤波的锐化特性放宽半带滤波器的对称要求。例如，带有如下技术指标的低通滤波器可以用来取代半带滤波器通带f∈
阻带f∈
…(10)脉动(ripple)对于通带和阻带，分别是δ1和δ2；δ1＞＞δ2条件在通带中幅度响应单调减小这种将称为改进型半带滤波器(MHBF)的低通滤波器具有如图7所示的非对称幅度响应。图7显示了半带滤波器和MHBF的幅度响应，其中，点划线表示半带滤波器的特性曲线，实线表示MHBF的特性曲线。由于在通带中MHBF的幅度响应是单调减小的，因此，通带脉动δ1变成可以通过ISOP滤波减少的通带下降。具有频率响应A(ejω)的MHBF按如下要求设计求δ1极小值满足｜A(ejω)｜＜δ2(阻带)｜A(ejω)｜是单调的(通带)…(11)这个问题可以通过线性编程来解决。当在CIC滤波器51和ISOP滤波器53的级联之后使用MHBF时，ISOP应该减小MHBF的通带下降以及CIC滤波器的通带下降。这样的一种ISOP可以按照方程(9)来设计。下文再次给出设计ISOP滤波器的细节，以说明整体抽取滤波器设计。将会证明，尽管存在着大多数MHBF系数都是非零的事实，但实现MHBF要比实现半带滤波器简单得多。在传统半带滤波中，大约一半滤波器系数为零。
Ⅱ．整体抽取滤波器设计图8显示根据本发明一个实施例的可编程抽取滤波器的结构，其中，Fs表示输入取样频率和m表示半带滤波器的级号。现在参照图8对使用CIC滤波器51和ISOP滤波器53级联的整体抽取滤波器的结构加以说明。紧随在ISOP滤波器53之后的滤波器由多级半带抽取滤波器55、PFIR滤波器57和内插滤波器59组成。
图9显示多级半带抽取滤波器55的结构，它是由后面有2比1抽取器62、65和68的MHBF 61、64和67组成的抽取滤波器的级联。MHBF 61、64和67具有固定系数，并且非常易于实现，尤其在专用硬件方面，这是因为通过使用诸如规范带符号数(CSD)系数设计(参考Y.C.Lim and S.R.Parker，“离散2次幂空间上的FIR滤波器设计”IEEE声学、语音、信号处理刊，第31卷，583-591页，1983年4月)(也可参考H.Samueli，“用于设计使用2次幂系数的无乘法器FIR滤波器的改进的搜索算法“IEEE电路、系统刊、第36卷，1044-1047页，1989年7月)那样的技术，无乘法器的实现是可能的。PFIR滤波器57为多标准通信应用提供灵活性。它的实现往往是代价高昂的，因为它往往导致长脉冲响应，以及由于它的可编程性，对于这种情况，不推荐无乘法器实现。因此，通常希望尽可能降低PFIR滤波器57的输入速率。有时是可选的内插滤波器59用于将输出取样速率调整成所需的速率。在如下说明中，将提及设计这些滤波器的每一个的一些细节。
多级半带抽取滤波器设计假定可用MHBF的总数为J。这样滤波器排列起来使得fp1＜fp2＜…＜fpj，这里，fpi是第i个MHBF的带宽。当对给定应用设计多级抽取器时，根据带宽Mfc，J个MHBF级中的m个被选择出来，带宽Mfc是CIC滤波器51的输出带宽。具体地说，被选择的MHBF的指标由S(i)来表示，这里，S(i)∈{1，2，…，J｝，1≤i≤m。假定S(1)＜S(2)＜…＜S(m)，那么，它们的带宽fps(i)应该满足fps(i)＞2i-1Mfc，对于所有i，1≤i≤m…(12)这样做的原因表述如下首先选择的MHBF应该通过带宽为Mfc的输入信号，因此，fps(1)＞Mfc。经2比1抽取之后，到第二选择的MHBF的输入的带宽变成2Mfc，因此，滤波器带宽fps(2)应该大于2Mfc。其余类推。由多级半带抽取形成的抽取率是2m。在省略了其后面的2比1抽取器之后，没有被选用的但具有大于fps(m)带宽的MHBF可以用作在PFIR滤波器之前的预滤波器。预滤波器的作用是减轻PFIR滤波器57的计算负担。例如，在图9中，MHBF 1和MHBF 2可以与它们的2比1抽取器(m=2)一起使用，不带抽取器的MHBF 3可以用作预滤波器。
抽取因子M和2m的确定给定整体滤波器的所需抽取率，比如说，D，有必要确定满足D=2mM(D＜Fs/2fc)的合适的m和M。为了这个目的，经验的做法是使用尽可能多的MHBF级。通过增加MHBF的级数m，多级半带抽取滤波器的阻带衰减得到改善，因此，可以降低PFIR滤波器57的复杂性。此外，由于M随着m的增加而减小，因此，CIC滤波器51的混叠衰减得到改善。因此，建议通过计算满足方程(12)中的条件的MHBF个数来确定m。一旦m得到确定，M就由M=D／2m给出。当预定抽取因子D是奇数时，将m设置为0。在这种情况下，对于n为小的正整数，可以考虑抽取因子2nD，而不是考虑D。由于接在PFIR滤波器57之后的内插滤波器59可以补偿附加的2n比1抽取，因此，这是可能的。
CIC滤波器设计对于给定的抽取率M，差分延迟R和RRS级数L是这样确定的，要使所需的混叠衰减得到满足。与传统CIC滤波器设计不同，没有必要在确定L和R的同时对CIC滤波器51的通带下降加以注意，这是因为大多数通带下降可以通过ISOP滤波器53得到减小。
ISOP和PFIR滤波器的同步设计在完成CIC滤波器51和多级半带抽取滤波器55的设计之后，可以同步设计ISOP滤波器53和PFIR滤波器57，以便使整体抽取滤波器满足给定技术指标。设计这些滤波器的过程可以通过扩展方程(9)的ISOP设计问题来展开。由于整体滤波器可以利用由Fs归一化的频率来方便地规定，Fs是CIC滤波器51的输入速率，因此，设计问题可以利用这样的归一化频率来公式化。假定G(ejω)表示级联cIC和多级半带抽取滤波器的频率响应，和Hd(ejω)表示整体抽取滤波器的所需频率响应。在计算G(ejω)时，与其相联系的抽取因子应该仔细地加以考虑。例如，当被选MHBF级数是3(m=3)时，G(ejω)表达为G(ejω)=H(ejω)As(1)(ejMω)As(2)(ej2Mω)As(3)(ej4Mω)…(13)这里，右边第一项是方程(2)中的CIC滤波器5l的频率响应， 是具有抽取率2iM的第i个被选MHBF的频率响应。考虑抽取因子，PFIR滤波器57的频率响应应该写成 的形式。本发明的目的是在给定滤波器技术指标的前提下，使PFIR滤波器57的复杂性最小化。具体地说，需要考虑如下的最优化问题。
使用于PFIR滤波的抽头数极小化 这里，δp和δs分别表示通带和阻带脉动；P(ejω)是方程(6)中的ISOP滤波器的频率响应；和Hd(ejω)在阻带中假定为0。通带由f∈｛0，fc｝给出，这里，fc是信号带宽(参看图4)。一旦给定G(ejω)、c和k，方程(14)中的问题可以通过线性编程来求解。在此实施例中，G(ejω)是给定的，但k和c是待确定的ISOP参数。为了求出适当的k和c值，建议使用一些穷举搜索方法考虑所有可能的(k，c)值；对每一对(k，c)，通过线性编程求解方程(14)的最优化问题；然后，选择与最优解相联系的那一对(k，c)。到此，就完成了ISOP和PFIR滤波器53和57两者的设计。考虑由方程(8)给出的范围内的所有k值并非一件难事。另一方面，搜索c的真值是相当困难的。对于c来说，有用的搜索范围由下式给出Co＜C＜-2…(15)这里，Co是通过求解方程(9)中的ISOP设计问题所得的最佳C值。有关这种方法的原理如下与第I.B部分中的ISOP相比，ISOP滤波器53应该补偿由MHBF引起的附加通带下降。方程(15)的不等式是根据如下的观察得出的，即｜P(ejω)｜的斜率随着｜C｜的减小趋向于增大(参看图5)。
在如下的说明中，将会看到，在实际应用中，通过该提出的方法设计ISOP和PFIR滤波器53和57所需要的时间并非特别多。
Ⅲ．设计举例下面给出两个说明设计所提议的抽取滤波器的过程的例子。在第一个例子中，对第一现有技术中的滤波器技术指标加以考虑；和在第二个例子中，规定了适合于IS-95移动通信系统(参阅T.S.Rappaport，无线通信，普林斯豪公司出版，上山德理维市，美国新泽西州，1996)的PDC的技术指标，并设计了用于IS-95的抽取滤波器。对于多标准通信，假定输入取样频率Fs可以得到调整以便保持整数抽取因子D不变。当这种方法不可能实现时，有必要使用由Gardner建议的附加取样率转换器(参阅F.M.Gardner，“数字模型中的插值-第一章导论，”IEEE通信刊，第41卷，501-507页，1993年3月)。
现在将由R=1的CIC滤波器、五个半带滤波器和PFIR滤波器57组成的建议结构与第一现有技术中的一种结构进行比较。该实施例使用了五个具有CSD系数的MHBF(J=5)，这些CSD系数可以表达成具有9位分辨率的两个2的若干次幂项的和值和差值。这些MHBF是针对fp∈{0.05，0.075，0.1，0.125，0.15｝和δ2=0.00001(参见方程(10))通过线性编程以级联形式设计而成的。这些滤波器的幅度响应和系数分别显示在图10和表2中。用专用硬件来实现MHBF是非常简单的。例如，在表2中，五个MHBF中最复杂的MHBF 5需要19个加法器和13个移位器。这种硬件复杂性通常相当于几个乘法器。
表2
阻带边沿离载波115kHz预定抽取率D=72在归一化频率中，这些值对应于通带f∈
…(17)阻带f∈
在第一现有技术中设计的抽取滤波器由M=18、L=5和R=1的CIC滤波器51、两个半带滤波器(m=2)和具有偶数对称系数的90抽头PFIR滤波器组成。可以通过抽取滤波器获得的通带脉动和阻带衰减是通带脉动0.18dB阻带衰减108dB…(18)现在，沿着上面所述的过程，借助于方程(16)、(17)和(18)中的技术指标，设计另一种抽取滤波器。
多级半带抽取滤波器设计由于D=72=23×9，故半带级数m≤3。图10中所有的MHBF都满足方程(12)。在这些MHBF中，MHBF5用作预滤波器，MHBF1、MHBF2和MHBF4被选为形成三级(m=3)半带抽取滤波器。这是因为MHBF5比其它MHBF具有更宽的阻带，MHBF1、MHBF2和MHBF4的级联在提供120dB阻带衰减的同时引起最小的通带下降。
CIC滤波器设计由于D=72和m=3，CIC抽取因子M应该为9。在此实施例中，L=4和R=1。含有这些参数的CIC滤波器提供了1.333dB混叠衰减。
ISOP和PFIR滤波器设计给定CIC滤波器51和MHBF，利用线性编程软件包(参考MatlabReference Guide，THe Math Works Inc.，1995)求解方程(14)。在带有奔腾(Pentium)200MHz处理器的个人计算机中，总的设计时间小于2小时。最优化的结果是参数(k，c)=(19，-2.4481)和69抽头奇对称PFIR滤波器。
图11显示根据本发明的整体抽取滤波器和根据第一现有技术的整体抽取滤波器的幅度响应。表3对实现两种整体滤波器所要求的计算复杂性进行了比较。
表3
推荐结构以15个加法和15个延迟为代价减少了21个乘法。
例2对于IS-95，所希望的取样频率是Fs=49.152Msps，此值是码片率1.2288M个码片/秒的40倍。假定PFIR滤波器57的所需输出速率是此码片率的两倍，则将其设置为D=20。整体抽取滤波器的通带和阻带技术指标是根据正用于IS-95系统的市场上可获得的模拟IF滤波器的通带和阻带技术指标来确定的。具体地说，Sawket公司97年度数据表第854550-1号部分(Part Number 854550-1 Data Sheet，Sawket Inc.，1997)公开的滤波器被认为具有如下的技术指标通带边沿离载波630kHz通带脉动0.7dB…(19)阻带在离载波750kHz处衰减为35dB在离载波900kHz处衰减为50dB在归一化频率中，技术指标是通带f∈
阻带f∈
…(20)通带脉动0.2dB阻带衰减800dB这里，0.0128和0.0153分别对应于630kHz和750kHz。方程(20)中的技术指标要比方程(19)中的技术指标严格得多。两种抽取滤波器，即所建议滤波器和基于HSP 50214的滤波器，是借助于方程(20)中的技术指标设计的。设计这两种滤波器的过程总结如下。
推荐滤波器设计由于D=20=22×5，则m≤2。在五个MHBF中，挑选满足关于m=2的方程(12)的MHBF 1和MHBF 4，并将M设置为5(M=5)。MHBF5再次被用作预滤波器。选择L=4和R=1的CIC滤波器。这种CIC滤波器提供91.4dB的混叠衰减。与例1的情况一样，求解方程(14)的最优化问题。在这种情况中，设计时间大约1小时。最优值(k，c)可以用(7，-2.2241)来表示。最后的PFIR滤波器57具有51个抽头，是奇对称的。
基于HSP 50214的设计在五个半带滤波器中，挑选满足对于m=2的方程(12)的第三和第五滤波器。选择M=5、L=4和R=1的CIC滤波器。PFIR滤波器57是通过求解与方程(14)中的最优化问题相类似的最优化问题来设计的。最后的PFIR滤波器57具有72个抽头，是偶对称的。
图12显示了两个整体抽取滤波器的幅度响应。根据表3，将两者的计算复杂性进行比较，可以看出，建议的滤波器以5个加法作为代价减少了21个乘法和15个延迟。
现在，对根据本发明的抽取滤波器的特性进行说明。首先，描述由CIC滤波器和ISOP滤波器组成的抽取滤波嚣的特性。其次，描述由ISOP滤波器和MHBF滤波器组成的抽取滤波器的特性。第三，描述由CIC滤波器、ISOP滤波器和MHBF滤波器组成的抽取滤波器的特性。第四，描述由CIC滤波器、ISOP滤波器、MHBF滤波器和可编程FIR滤波器组成的抽取滤波器的特性。
首先，图13显示了由CIC滤波器51和ISOP滤波器53组成的抽取滤波器的特性。在图13中，标号231表示CIC滤波器51的特性曲线，标号232表示ISOP滤波器53的特性曲线，和标号233表示由CIC滤波器51和ISOP滤波器232组成的抽取滤波器的特性曲线。这里，抽取滤波器的特性曲线应该具有最小化的脉动，以便当取样频率fs是1.0和由感兴趣信号占用的信号带是0.02(20/1000)时，不使信号下降(droop)，为了满足这个要求，使用ISOP。在图13中，X-轴是代表fs/2的频率轴，Y-轴是线性刻度的信号幅度。
其次，图14显示了由ISOP滤波器和MHBF滤波器组成的抽取滤波器的特性。在图14中，标号241表示ISOP滤波器53的特性曲线，标号242表示MHBF滤波器的特性曲线，和标号243表示由ISOP滤波器53和MHBF滤波器组成的抽取滤波器的特性曲线。这里，抽取滤波器的特性曲线应该具有最小化的脉动，以便当取样频率fs是1.0和由感兴趣信号占用的信号带是0.07(70/1000)时，不使信号下降，为了满足这个要求，使用ISOP。在图14中，X-轴是代表fs/2的频率轴，Y-轴代表线性刻度的信号幅度。
第三，图15显示了由CIC滤波器51、ISOP滤波器53和MHBF滤波器组成的抽取滤波器的特性。在图15中，标号251表示CIC滤波器51的特性曲线，标号252表示ISOP滤波器53的特性曲线，标号253表示MHBF滤波器的特性曲线，和标号254表示由CIC滤波器51、ISOP滤波器53和MHBF滤波器组成的抽取滤波器的特性曲线。这里，抽取滤波器的特性曲线应该具有最小化的脉动，以便当取样频率fs是1.0和感兴趣信号占用的信号带是0.02(40/2000)时，不使信号下降，为了满足这个要求，使用ISOP。在图15中，X-轴是代表fs/2的频率，Y-轴表示线性刻度的信号幅度。
第四，图16显示了由CIC滤波器51、ISOP滤波器53、MHBF滤波器和可编程FIR滤波器57组成的抽取滤波器的特性。在图16中，标号261表示CIC滤波器的特性曲线、标号262表示ISOP滤波器53的特性曲线，标号263表示MHBF滤波器的特性曲线，标号264表示可编程FIR滤波器57的特性曲线，和标号265表示由CIC滤波器51、ISOP滤波器53、MHBF滤波器和可编程FIR滤波器57组成的抽取滤波器的特性曲线。这里，通过使用ISOP滤波器53、抽取滤波器被设计成使其具有0.07以下的脉动和-80dB的衰减。在图16中，X-轴是代表fs/2的频率轴，Y-轴表示以分贝(dB)刻度的信号幅度。
到此为止，已经给出了对具有新的、使用ISOP的、基于CIC的抽取滤波器的描述。可以注意到，ISOP对降低抽取滤波器的计算复杂性是非常有用的。对于这方面的进一步探索，感兴趣的课题是寻找其它一些能够优于ISOP的多项式。考查一些更高次的多项式，例如，偶对称的三次多项式，可能导致另一类对基于CIC的抽取滤波器有用的多项式。
与只在基带上应用数字信号处理(DSP)的大多数无线通信系统相比，带有软件无线电的系统通常在IF带上开始DSP。通过将可编程DSP芯片使用在IF带上，以及使用在基带上，软件无线电系统具有很大灵活性，并且能够高效支持多带和多标准通信。一般来说，对软件无线电接收机的IF级的输入是非常宽的宽带信号，这个宽带信号可以通过带通取样转换成数字信号。在这一级上的DSP的作用是从宽带输入中分离出通常是非常窄的窄带信号的感兴趣信号，并将此信号向下变换到基带。
举例来说，在图17所示的软件无线电接收器中，对IF级的模拟输入是带宽为BW=15MHz和中心频率为Fc=37.5MHz的宽带信号。在带通取样器10进行50M样值/秒(SPS)带通取样之后，数字信号的中心频率对应于12.5MHz。这个信号通过由与相关的抽取滤波器24和25级联的数字混合器22和23组成的可编程下变频器20(PDC)。具体地说，从取样器10输出的数字信号施加到可编程下变频器20上。然后，混合器22将数字信号与从数字频率合成器21输出的频率cosωn相混合，将数字信号转换成I信道数据，混合器23将数字信号与从数字频率合成器21输出的频率sinωn相混合，将数字信号转换成Q信道数据。接着，I信道抽取器24抽取I信道数据以输出I信道基带信号，Q信道抽取器25抽取Q信道数据以输出Q信道基带信号。也就是说，可编程下变频器将信号向变换到基带，分离中心在DC附近的窄带信号并抽取它以降低输出取样率。
在软件无线电系统中，由于滤波器的输入取样率非常高，它们的通带和过渡带宽又极其窄，因此，有效地设计抽取滤波器24和25是非常重要的。例如，再参看一下图17，如果感兴趣信号具有30kHz的通带和50Msps的取样率，那么，在归一化频率下，抽取滤波器24和25的通带宽度是0.6×10-3。因此，通过使用该新颖的抽取滤波器，有可能为软件无线电系统有效地实现可编程下变频器。
如上所述，通过使用除了可编程FIR滤波器之外的ISOP，以补偿CIC滤波器引起的通带下降，有可能降低半带滤波器和处在末级上的可编程FIR滤波器的复杂性。并且，有可能通过使用改进型半带滤波器来取代通常对ISOP的特性使用的半带滤波器，简单实现整体下变频器。另外，由于改进型半带滤波器是通过使用多路复用器来实现的，因此，当改进型半带滤波器没有得到使用时，可以将它用作可编程FIR滤波器的预滤波器。
虽然通过结合本发明的某些优选实施例，已经图示和描述了本发明，但本领域的普通技术人员可以进行各种形式上和细节上的改动，而不偏离所附权利要求书所限定的，本发明的精神和范围。
权利要求
1．一种用于抽取数字信号处理系统的取样信号的抽取滤波装置，包括CIC(级联积分器-梳状)抽取滤波器，用于抽取滤波取样信号以下变频取样信号；和ISOP(二次内插多项式)滤波器，用于单调增大CIC抽取滤波器的输出以补偿由CIC抽取滤波器引起的通带下降。
2．如权利要求1所述的抽取滤波装置，其中，所述CIC抽取滤波器包括积分器，用于以1／(1-Z-1)L积分取样频率；抽取器，用于用抽取因子M抽取积分器的输出；和梳状滤波器，用于以(1-Z-R)L梳状滤波抽取器的输出；其中，所述CIC抽取滤波器具有如下给出的系统函数H(z)=(1MR1-Z-MR1-Z-1)L]]>这里，M是整数抽取因子，和作为差分延迟的R是正整数。
3．如权利要求1所述的抽取滤波装置，其中，所述ISOP滤波器具有如下定义的系统函数P(z)=1|C+2|(1+CZ-I+Z-2I)]]>这里，I是正整数，和C是实数，它是随着抽取率而变化的滤波系数。
4．一种用于抽取数字信号处理系统的取样信号的抽取滤波装置，包括ISOP滤波器，用于单调增大取样信号以事先补偿信号的通带下降；和改进型半带滤波器，用于1/2抽取从ISOP滤波器输出的信号，其通带下降是由ISOP滤波器来补偿的。
5．如权利要求4所述的抽取滤波装置，其中，所述ISOP滤波器具有如下定义的系统函数P(z)=1|C+2|(1+CZ-I+Z-2I)]]>这里，I是正整数，和C是实数，它是随着抽取率而变化的滤波系数。
6．如权利要求4所述的抽取滤波装置，其中，所述改进型半带滤波器具有如下给出的技术指标通带f∈
阻带f∈
脉动对于通带和阻带分另别为δ1和δ2，δ1＞＞δ2条件在通带中幅度响应单调减小
7．一种用于抽取数字信号处理系统的取样信号的抽取滤波装置，包括CIC抽取滤波器，用于抽取滤波取样信号以下变频取样信号；ISOP滤波器，用于单调增大CIC抽取滤波器的输出以补偿由CIC抽取滤波器引起的通带下降；和改进型半带滤波器，用于1/2抽取从ISOP滤波器输出的信号，其通带下降是由ISOP滤波器来补偿的。
8．如权利要求7所述的抽取滤波装置，其中，所述CIC抽取滤波器包括积分器，用于以1/(1-Z-1)L积分取样频率；抽取器，用于以抽取因子M抽取积分器的输出；和梳状滤波器，用于以(1-Z-R)L梳状滤波抽取器的输出；其中，所述CIC抽取滤波器具有如下给出的系统函数H(z)=(1MR1-Z-MR1-Z-1)L]]>这里，M是整数抽取因子，和作为差分延迟的R是正整数。
9．如权利要求7所述的抽取滤波装置，其中，所述ISOP滤波器具有如下定义的系统函数P(z)1|C+2|(1+CZ-I+Z-2I)]]>这里，I是正整数，和C是实数，它是随着抽取率而变化的滤波系数。
10．如权利要求7所述的抽取滤波装置，其中，所述改进型半带滤波器具有如下给出的技术指标通带f∈
阻带f∈
脉动对于通带和阻带分别为δ1和δ2，δ1＞＞δ2条件在通带中幅度响应单调减小
11．一种用于抽取数字信号处理系统的取样信号的抽取滤波装置，包括CIC抽取滤波器，用于抽取滤波取样信号以下变频取样信号；ISOP滤波器，用于单调增大CIC抽取滤波器的输出以补偿由CIC抽取滤波器引起的通带下降；多级半带滤波器，包括至少一个用于1/2抽取从ISOP滤波器输出的信号的改进型半带滤波器，所述多级半带滤波器抽取从ISOP滤波器输出的信号以下变频该信号；和可编程FIR(有限脉冲响应)滤波器，用于补偿从多级半带滤波器输出的信号的通带下降。
12．如权利要求11所述的抽取滤波装置，其中，所述CIC抽取滤波器包括积分器，用于以1/(1-Z-1)L积分取样频率；抽取器，用于以抽取因子M抽取积分器的输出；和梳状滤波器，用于以(1-Z-R)L梳状滤波抽取器的输出；其中，所述CIC抽取滤波器具有如下给出的系统函数H(z)(1MR1-Z-MR1-Z-1)L]]>这里，M是整数抽取因子，和作为差分延迟的R是正整数。
13．如权利要求11所述的抽取滤波装置，其中，所述ISOP滤波器具有如下定义的系统函数P(z)=1|C+2|(1+CZ-I+Z-2I)]]>这里，I是正整数，和C是实数，它是随着抽取率而变化的滤波系数。
14．如权利要求11所述的抽取滤波装置，其中，所述改进型半带滤波器具有如下给出的技术指标通带f∈
阻带f∈
脉动对于通带和阻带分别为δ1和δ2，δ1＞＞δ2条件在通带中幅度响应单调减小
15．如权利要求11所述的抽取滤波装置，其中，所述半带滤波器包括改进型半带滤波器，带有固定系数，用于半带滤波输入信号；抽取器，用于1/2抽取改进型半带滤波器的输出；和多路复用器，用于多路复用改进型半带滤波器和抽取器的输出。
16．一种用于抽取数字信号处理系统的取样信号的抽取滤波器，包括CIC抽取滤波器，用于抽取滤波取样信号以下变频取样信号；ISOP滤波器，用于单调增大CIC抽取滤波器的输出以补偿由CIC抽取滤波器引起的通带下降；多级半带滤波器，包括至少一个用于1/2抽取从ISOP滤波器输出的信号的改进型半带滤波器，所述多级半带滤波器抽取从ISOP滤波器输出的信号以下变频该信号；和可编程FIR滤波器，用于补偿从多级半带滤波器输出的信号的通带下降；和内插滤波器，用于将可编程FIR滤波器的输出取样率调整到预定频率。
17．如权利要求16所述的抽取滤波装置，其中，所述CIC抽取滤波器包括积分器，用于以1/(1-Z-1)L积分取样频率；抽取器，用于以抽取因子M抽取积分器的输出；和梳状滤波器，用于以(1-Z-R)L梳状滤波抽取器的输出；其中，所述CIC抽取滤波器具有如下给出的系统函数H(z)=(1MR1-Z-MR1-Z-1)L]]>这里，M是整数抽取因子，和作为差分延迟的R是正整数。
18．如权利要求16所述的抽取滤波装置，其中，所述ISOP滤波器具有如下定义的系统函数P(z)=1|C+2|(1+CZ-I+Z-2I)]]>这里，I是正整数，和C是实数，它是随着抽取率而变化的滤波系数。
19．如权利要求16所述的抽取滤波装置，其中，所述改进型半带滤波器具有如下给出的技术指标通带f∈
阻带f∈
脉动对于通带和阻带分别为δ1和δ2，δ1＞＞δ2条件在通带中幅度响应单调减小
20．如权利要求16所述的抽取滤波装置，其中，所述半带滤波器包括改进型半带滤波器，具有固定系数，用于半带滤波输入信号；抽取器，用于1/2抽取改进型半带滤波器的输出；和多路复用器，用于多路复用改进型半带滤波器和抽取器的输出。
21．一种在软件无线电系统的下变频器中的抽取滤波装置，包括第一混合器，用于将数字转换的IF(中频)信号与从正弦波发生器输出的正弦信号相混合生成I信道取样信号；第一抽取滤波器，用于抽取第一混合器的输出以下变频第一混合器的输出第二混合器，用于将IF取样信号与正弦波发生器的输出相混合生成Q信道取样信号；第二抽取滤波器，用于抽取第二混合器的输出以下变频第二混合器的输出；和信号处理器，用于处理第一和第二抽取滤波器在基带上的输出；其中，所述第一和第二抽取滤波器的每一个都包括CIC抽取滤波器，用于抽取滤波取样信号以下变频该取样信号；ISOP滤波器，用于单调增大CIC抽取滤波器的输出以补偿由CIC抽取滤波器引起的通带下降；多级半带滤波器，包括至少一个用于1/2抽取从ISOP滤波器输出的信号的改进型半带滤波器，所述多级半带滤波器抽取从ISOP滤波器输出的信号以下变频该信号；和可编程FIR滤波器，用于补偿从多级半带滤波器输出的信号的通带下降。
22．如权利要求21所述的抽取滤波装置，其中，所述CIC抽取滤波器包括积分器，用于以1/(1-Z-1)L积分取样频率；抽取器，用于用抽取因子M抽取积分器的输出；和梳状滤波器，用于以(1-Z-R)L梳状滤波抽取器的输出；其中，所述CIC抽取滤波器具有如下给出的系统函数H(z)=(1MR1-Z-MR1-Z-1)L]]>这里，M是整数抽取因子，和作为差分延迟的R是正整数。
23．如权利要求21所述的抽取滤波装置，其中，所述ISOP滤波器具有如下定义的系统函数P(z)=1|C+2|(1+CZ-I+Z-2I)]]>这里，I是正整数，和C是实数，它是随抽取率而变化的滤波系数。
24．如权利要求21所述的抽取滤波装置，其中，所述改进型半带滤波器具有如下给出的技术指标通带f∈
阻带f∈
脉动对于通带和阻带分别为δ1和δ2，δ1＞＞δ2条件在通带中幅度响应单调减小。
25．如权利要求21所述的抽取滤波装置，其中，所述半带滤波器包括改进型半带滤波器，具有固定系数，用于半带滤波输入信号；抽取器，用于1/2抽取改进型半带滤波器的输出；和多路复用器，用于多路复用改进型半带滤波器和抽取器的输出。
26．一种抽取滤波方法，包括CIC抽取滤波步骤通过H(z)=(1MR1-Z-MR1-Z-1)L]]>抽取取样信号以下变频该取样信号；ISOP滤波步骤，通过P(z)=1|C+2|(1+CZ-I+Z-2I)]]>单调增大CIC抽取滤波的信号以补偿由抽取引起的通带下降；多级半带滤波步骤，进行多次1/2抽取输入信号的半带滤波操作，以下变频ISOP滤波的信号；和FIR滤波步骤，补偿多级半带滤波的信号的通带下降。
27．一种抽取滤波方法，包括CIC抽取滤波步骤，通过H(z)(1MR1-Z-MR1-Z-1)L]]>抽取取样信号以下变频该取样信号；ISOP滤波步骤，通过P(z)=1|C+2|(1+CZ-I+Z-2I)]]>单调增大CIC抽取滤波的信号以补偿由抽取引起的通带下降；多级半带滤波步骤，进行多次1/2抽取输入信号的半带滤波操作，以下变频ISOP滤波的信号；FIR滤波步骤，补偿多级半带滤波的信号的通带下降；和内插滤波步骤，将FIR滤波的信号调整到预定的频率。
全文摘要
一种利用内插二次多项式的抽取滤波装置补偿了由CIC(级联积分器－梳妆)滤波器(51)引起的下降。抽取滤波器包括:CIC抽取滤波器(51),用于抽取滤波取样信号以下变频该取样信号;ISOP滤波器(53),用于单调增大CIC抽取滤波器(51)的输出以补偿由CIC抽取滤波器(51)引起的通带下降;多级半带滤波器(55)包括至少一个用于1/2抽取从ISOP滤波器(53)输出的信号,该多级半带滤波器(55)抽取从ISOP滤波器(53)输出的信号以下变频该信号;和可编程FIR(有限脉冲响应)滤波器(57),用于补偿从多级半带滤波器(55)输出的信号的通带下降。
文档编号H03H17/04GK1285975SQ98812821
公开日2001年2月28日 申请日期1998年12月30日 优先权日1997年12月31日
发明者吴赫俊, 李勇勋, 金善彬, 崔镇圭 申请人:三星电子株式会社