一种功率放大器的单比特数字预失真方法
【专利摘要】本发明涉及一种功率放大器的单比特数字预失真方法，通过频域方法进行时延估计，并在数字域进行时延补偿；取输入输出信号的差值；将常规的反馈支路ADC替换为1bit的ADC或者比较器，依此对输入输出信号的差值进行采样，即x仍为输入信号序列，对于输出的y信号进行了取差值处理；估计迭代中所需的步长；经过上述的处理后，再采用适应于1bit的迭代格式进行迭代，完成DPD的参数提取。本发明将数字信号处理领域近年发展出来的1bit技术用于功放的数字预失真技术中，形成单比特数字预失真方法，能够大幅降低反馈回路的功耗及成本，还可大幅度提高预失真技术应用的带宽范围，可望达到数百MHz，有可能解决5G通信的宽带DPD技术需求。
【专利说明】
一种功率放大器的单比特数字预失真方法
技术领域
[0001] 本发明涉及一种功率放大器的单比特数字预失真方法，属于电子信息和通信技术 领域。
【背景技术】
[0002] 在无线通信系统中，功率放大器(Power Amplifier，PA)是主要的非线性器件。功 放饱和点附近严重的非线性会造成信号的带内失真，同时也会出现频谱泄露从而产生邻道 干扰，相反，让高峰均比信号工作在线性区则会降低功率效率。因此，功放的线性化技术成 为了近年来的研究热点。其中，数字预失真(Digital PreDistortion，DPD)以其成本低、编 程灵活等优点成为目前应用较为广泛的一种技术[1，2] AH)技术是在功放前级联一个与之 非线性特性相逆的预失真器(？^01^〇竹從，^))，从而使级联系统呈线性[2]，如图1所示为 一个典型的常规DTO框图。
[0003] DPD技术因工作在数字域，模数转换器(Analog-to-Digital Converter，ADC)是必 需的器件。由于存在非线性，信号经过功放后频谱将会展宽。为了分析其非线性特性而进一 步求得预失真器的特性，如果考虑率5阶交调失真，至少需要分析5倍输入信号带宽的频谱。 这就是说，人们要以不低于5倍输入信号奈奎斯特采样率进行采样。随着第3代、第4代无线 通信技术的普及，输入信号带宽变得越来越宽，达到100MHz甚至更宽，这就对ADC提出了极 高的要求，而成本也会大幅增加[3]。因此，降低ADC速率要求及功耗是目前DPD研究急需解 决的一个问题。
[0004] (1)数字预失真是射频前端的研究重点
[0005] 目前数字预失真是射频前端的研究重点。数字预失真在上个世纪九十年代被提 出，而进入本纪之后该技术开始得到人们的重视并且有了广泛的应用。国际上已有众多研 究机构正在从事相关的研究工作，包括加拿大iRadio实验室，爱尔兰都柏林大学，以及德 国、日本等国家的许多实验室。而国内已经有清华大学、成都电子科技大学、东南大学、宁波 大学、北京邮电大学、中国科技大学等众多研究组开展了 DH)相关的研究工作。
[0006] 目前DPD领域的研究热点主要集中于DPD模型的选择、改进优化和降低复杂度[4-9]，较为常见的模型包括记忆多项式(MP)模型、Hammerstein模型、Wiener模型、Volterra模 型、LUT模型以及在此基础上的若干增强模型等。近年来，DH)应用场景也逐渐从单频过渡到 双频甚至多频[10-12]，因此针对双频、多频的DH)模型研究也逐渐变得热门起来，这也对处 理带宽提出了更高的要求。
[0007] 随着当今数字信号处理软硬件的飞速发展，以及下一代无线通信技术普及，信号 传输速率、频谱利用率和功放线性化要求的不断提高，将使得数字预失真技术继续成为无 线射频前端的重点研究方向之一。
[0008] (2)欠采样Dro研究逐渐升温
[0009] 降低系统采样率是DPD领域未来的主要研究方向之一，近年来已经有国内外研究 者开始关注这一领域，并提出了一些可行的解决方案。
[0010] 其中一种方法是进行直接欠采样，这样做既简单又方便，在一些窄带场景中应用 效果好，文献[3,13]就证明了直接欠采样方法在数字预失真中应用的可行性，但以损失带 外信息为代价，在宽带场景中的预失真效果并不好。即便如此，文献[14]证明了使用直接欠 采样的数字预失真方法对靠近主带的频率成分抑制明显，并成功将其应用在宽带场景中， 代价是在PA后增加了一级带通滤波器。文献[15]提出一种带限DPD，仅适用低速率ADC采集 信号带内信息，带外信息通过频谱外推方法获得。与之对应的是一种标量预失真（scalar DPD)方法[16]，该方法只需采集信号的带外信息，并使其最小化从而提取DPD参数，其缺点 是收敛速度慢同时无法应对记忆效应。另一种解决方案是并行欠采样，它既能降低单路采 样速率，又保证了带外信息不会损失，同时舍弃了增加额外的带通滤波器的所带来的麻烦。
【申请人】在文献[17]中已经提出一种并行欠采样DPD结构，并初步验证了其可行性，如图2所 不。
[0011] 随着下一代无线通信技术的发展与普及，高速率宽带无线通信信号对欠采样DPD 的需求更加迫切。本发明就是针对此需求提出的。
[0012] (3)lbit技术在雷达成像的应用
[0013] 在雷达成像系统中，由于回波数据量往往较大，对回波的量化精度一般也不高(每 个样本一般4到8比特量化）[18]。基于单比特量化的合成孔径雷达成像在上世纪九十年代 由6.5(：11；[1'；[112；[等人研究并分析[18-22]。单比特量化又称单比特编码[18，19,22](〇116 13；^ coded)、符号编码[21] (signum coded)或相位量化[20] (phase quantization)，其采样方 式为对回波信号的I，Q两路分别进行单比特编码操作，即如图3所示。
[0014] 在单比特合成孔径雷达成像系统中，传统的ADC被比较器所替换，对于下变频后的 信号，经过单比特测量，得到的测量数据是{±1土 j}的形式。于是，原来取值为实数值的I，Q 两路信号被映射到两个离散的值，于是也称作符号编码。而单比特量化相当于对相位进行 了四个象限的量化，故也成为四分相位量化(four level phase quantization)。经过单比 特量化后，信号的波形受到了很大的影响，信号的频谱也相应的展宽。经过G.Schirinzi等 人的大量的研究分析指出，在低信噪比和过Nyquist采样的条件下，单比特量化对信号频谱 的影响较小，故可以采用传统匹配滤波的方法，通过时空二维卷积来对场景进行成像。
[0015] 对于稀疏的场景，可以利用稀疏优化的方法，把单比特压缩感知与单比特合成孔 径雷达成像相结合，突破传统单比特匹配滤波方法的限制并且提高成像质量。基于压缩感 知的单比特合成孔径雷达稀疏成像的研究仍处于起步阶段。
[0016] 基于上述三个相关的技术发展背景与趋势，可以看出，为应对带宽不断增加的需 求，一方面是在保持采样位数不变的条件下可以采用适当的降采样方案，使得整体带宽要 求降低，等效为单位时间内的总的比特数降低，从而可以完成宽带DPD。另一个全新的思路 是，本发明提出功放的单比特数字预失真方法，直接将lbit思想引入到功放的DH)中，采用 位数仅为1比特(也可称为单比特）的ADC技术，实现总比特数的降低（虽然可能需要较快的 采样速率，但总的比特数仍然较少），而单比特ADC的速率极快，甚至可以用比较器来替代 ADC，速度更快。因此可望突破目前的困境，整体提升DH)技术可适用的带宽水平。
[0017] 单比特数字预失真方法对于功放数字预失真技术，是一个全新的方法。要解决的 关键问题是如何仅仅利用lbit来反映信号的幅度信息。目前尚无相关文献报道。
[0018] 本发明提出关键的思路为：由于输入输出信息因为功放的非线性虽然有失真，但 是有较好的相关性，因此提出取二者之差后，对差值进行lbit采样。
[0019] 参考文献
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【发明内容】
[0042] 本发明技术解决问题:克服现有技术的不足，提出一种功率放大器的单比特数字 预失真方法，将数字信号处理领域近年发展出来的lbit技术用于功放的数字预失真技术 中，形成单比特数字预失真方法。一方面能够大幅降低反馈回路的功耗及成本，另一方面可 大幅度提高预失真技术可应用的带宽范围，可望达到数百MHz，有可能解决5G通信的宽带 DH)技术需求。该技术也可用于宽带雷达发射机的线性化技术。
[0043] 本发明技术解决方案说明如下:一种功率放大器的单比特数字预失真方法，实现 步骤为：
[0044] (1)取输入输出信号的差值；
[0045] (2)将常规的反馈支路ADC替换为lbit的ADC或者比较器，依此对输入输出信号的 差值进行采样，即x仍为输入信号序列，对于输出的y信号进行了取差值处理；
[0046] (3)经过上述的处理后，再采用适应于lbit的迭代格式进行迭代，完成DPD的整个 过程。
[0047] 所述适应于lbit的迭代格式实现如下：
[0048] (31)对于输入输出信号的差值进行lbit量化采样得到：
[0049] s = s/g/i(y -玄）
[0050] 此式表示对于输入输出信号的差值进行lbit量化采样，公式左边的s是对差值取 符号后的向量，其中Sign()表示取1比特量化，即被采样的数据大于等于某个门限时定为1， 小于此门限定为0或者-1，以+1和-1表示，则有：
[0051] s = [±l …±1]T
[0052] f ^
[0053] 其中，Ck为迭代步长，作用是控制扰动幅度；
[0054] (32)迭代格式如下： <+1 =%-//(xrX)'' xr(y-：f)
[0055]
[0056] 其中f:是由输入序列得到的基函数的矩阵表达形式，一般以Volterra级数作为基 函数来描述功放的非线性及记忆效应。ak表示第k次迭代后的预失真器参数
[0057] (33)如此式迭代后，就完成了单比特数字预失真的参数提取。
[0058] 所述对输入输出信号的差值进行采样时采用时延对齐算法需要分别估计出两个 回路的时延。以路径1表示原发射支路从数模转换器开始一直到反馈回路的模数转换器，路 径2表示传输经过时延处理的输入信号支路从数模转换器开始一直到反馈回路的模数转换 器，具体为:首先用lbit的ADC采集路径1的信号，此时路径2接地，然后把该信号进行FFT变 换到频域，与原始信号的带内部分相比，估计出路径1的时延t 1;再用lbit的ADC采集路径2 的信号，此时路径1接地，然后把该信号进行FFT变换到频域，与原始信号的带内部分相比， 估计出路径2的时延t 2;当两条路径的时延都估计出来后，路径2的信号在数字域进行固定 的七42的时延，从而保证了在进行DH)参数提取时，输入输出差值信号是相互对齐的。
[0059] 所述迭代时的迭代步长采用以下公式：
[0061]其中co是初始步长，k是迭代次数，y是缩放因子。
[0062]所述初始步长co可由功放的先验知识估计出来，即功放的产品手册或对功放进行 单音测试，如下：
[0064] 其中广是实际峰值输出功率，是在小信号增益下的期望峰值输出功率，入 是小于1的常数，x则是输入信号。
[0065] 经过大量的实验测试，根据不同的信号带宽及功放，y的取值范围建议为1.1到 1.8〇
[0066]本发明与现有技术相比的优点在于:本发明在反馈回路使用lbit精度的ADC，大大 降低了功耗及成本。因为ADC是DH)系统中最为昂贵的器件之一，而ADC的基本构成元件是比 较器，比较器的个数随采样精度指数级增长。当采样精度仅仅为lbit时，功耗及成本都得到 了大幅度的降低，这对于DPD应用于小型设备提供了便利（目前DPD主要应用于大型的基站 中，小型设备多以功率回退代替DH)从而效率很低）；另一方面，相比于高精度的ADC，lbit的 ADC可以很轻松地达到数个GSPS的采样速率，这极大地方便了DH)对宽带系统进行线性化。 可望解决下一代通信系统对于宽带Dro的需求问题。此外，本方法与采用多位数ADC的传统 Dro方法相比，结果具有相当的精度，求解速度相近。
【附图说明】
[0067] 图1为典型DTO框图；
[0068]图2为一种欠采样DH)结构框图；
[0069]图3为单比特复信号测量框图；
[0070]图4为典型直接学习 DH)系统的简化框图；
[0071]图5本发明的单比特DH)原理框图
[0072]图6本发明中的一种单比特DH)实现方式示意图；
[0073]图7为功率谱密度对比图；
[0074]图8为收敛速度对比图。
【具体实施方式】
[0075]本发明提出的lbit数字预失真方法的方案原理如图5所示，过程是：（1)取输入输 出信号的差值；（2)将常规的反馈支路ADC替换为1 b i t的ADC或者比较器，依此对输入输出信 号的差值进行采样。即x仍为输入信号序列，对于输出的y信号进行了取差值处理。经过这样 的处理后，再采用新的适应于lbit的迭代格式进行迭代，完成DH)的整个过程。
[0076]因此，本发明方法的要点还体现在从理论上给出了新的迭代方程取代传统的DPD 迭代方程。其中的时延对齐算法和步长选择策略是完成迭代所必须的步骤，充分体现了 lbit处理条件下的特点。该部分理论内容详细论述如下：
[0077] (1)传统DH)的理论推导
[0078] 传统DH)的原理框图如图1所示，在其反馈支路，由于要对输出信号(而不是本发明 在单比特方法中所用的信号之差)直接进行采样，一般应利用多位数的ADC来逼近该信号的 动态范围，动态范围越大，需要的ADC的位数就越多。
[0079] 将图1简化，可以得到如图4所示的常规的直接学习结构的反馈支路示意图。其中， X为输入信号序列，y为经过常规ADC采样后的反馈信号序列。
[0080] -般取优化目标函数如下，目的是使得输入与输出之间的误差最小，以消除功放 非线性效应的影响。
[0081 ]优化目标函数为:min./ (c〇 = y - a
[0082]记目标函数的梯度及海森矩阵
[0083] 则迭代格式如下：
[0084] ak+i = ak-yH_1g = ak-y (XHX) _1XH (y-x)
[0085] 其中y是迭代步长，X是由输入序列得到的基函数的矩阵表达形式，一般以 Volterra级数作为基函数来描述功放的非线性及记忆效应。ak表示第k次迭代后的预失真 器参数。这是复数形式。若记： ~ Rc(a) Re(x) Re(y) ~ Rc(X) lm(a) Im(x) lm(y) Im(X) Rc(X)
[0087]则可化为如下的实数迭代形式：
[0088] Ui+l - - //:(xrx) 1 Xr (y - x)
[0089] 如此迭代完成后，就完成了数字预失真。
[0090] (2)本发明方法的理论推导
[0091] 本发明提出的单比特DPD方法的核心原理框图如图5所示。从硬件系统上来说，在 传统的带限反馈通道，进行了两个关键的变动，一是取输入输出信号的差值，缩小了待采样 信号的幅度动态范围；二是以单比特ADC取代多位数的ADC。
[0092] 为实现单比特DH)算法，必须研究其理论框架和求解方法。下面给出与此硬件改动 想适应的理论推导，二者联合构成了本申请的核心创新。
[0093] 以直接学习结构为例(也可用于其他结构如间接学习结构），本发明提出的lbi t数 字预失真方法的一种实现方式的示意图如图6所示，要点是：（1)取输入输出信号的差值； (2)将常规的反馈支路ADC替换为lbit的ADC或者比较器，依此lbit ADC对输入输出信号的 差值进行采样。即x仍为输入信号序列，对于输出的y信号进行了取差值处理。
[0094] 在本发明中，优化目标函数仍是使得输入与输出之间的误差最小，这是功放DH)的 普遍要求。但是迭代格式发生了重要的变化。记：
[0095] S = Mg/?(y -xj
[0096] 此式表示对于输入输出信号的差值进行lbit量化采样，公式左边的s是对差值取 符号后的向量，其中，sign()表示取1比特量化，即被采样的数据大于等于某个门限时定为 1，小于此门限定为0或者-1。一般以+1和-1表示，则有：
[0097] s = [±l …±1]T
[0098] f ^ % +CkS：
[0099]其中，Ck为迭代步长，作用是控制扰动幅度，s理解为随机扰动向量。
[0100] 则可推导出迭代格式如下：
[0101] ^a,-c,(X7x)'! Xrs
[0102] 其中y合并到了 Ck中，后者作为总的迭代步长。f与传统方法意义相同。至此，理论 推导完成。如此迭代结束后，就完成了单比特数字预失真。
[0103] 以上推导也可以从最小化一范数的过程来理解。如果目标函数变为：
[0104] argmin/(a) = ||y-x| ?
[0105] 可求得其次梯度为
[0106] 则一阶牛顿迭代法的迭代公式为：
[0107] ak+l=ak~ckX.T$
[0108] 为了加快算法的收敛速度，加上) 1这一项，则上式变为：
[0109] =ah -c.^xy1 Xrs
[0110] 可见，这与前面使用随机扰动的概念所推导出的迭代公式完全一样。该算法涉及 的时延对齐与步长估计这两个重要算法简述如下：
[0111] (3)本发明方法的时延对齐算法
[0112] 由于反馈回路精度仅仅只有lbit，不能使用常见的互相关算法估计实验。采用频 域算法来估计时延，因为信号的带内部分受lbit量化的影响不大，也就说带内信息保留相 对完整，这有助于使用带内信息来进行时延估计。需要分别估计出两个路径的时延，如图6 所示，"路径1"表示原发射支路从数模转换器开始一直到反馈回路的模数转换器，"路径2" 表示传输经过时延处理的输入信号支路从数模转换器开始一直到反馈回路的模数转换器。 首先用lbit的ADC采集路径1的信号(此时路径2接地），然后把该信号进行FFT变换到频域， 与原始信号的带内部分相比，估计出路径1的时延。路径2的时延^估计类似。当两条路径 的时延都估计出来后，路径2的信号在数字域进行固定的t-ts的时延，从而保证了在进行 DH)参数提取时，输入输出差值信号是相互对齐的。
[0113] (4)本发明方法的步长选择
[0114]迭代步长需要进行严格控制以达到快速收敛和良好的精度。如果步长太大，可能 会造成算法过大的收敛误差甚至不收敛;如果步长太小，则收敛很慢，无法满足很多系统实 时性的需求。提出使用如下公式来确定迭代步长：
[0116]其中c〇是初始步长，k是迭代次数，y是缩放因子。c〇可由功放的先验知识估计出来 (功放的产品手册或对功放进行单音测试）
[0118] 其中Pjf是实际峰值输出功率，%是在小信号增益下的期望峰值输出功率。入 是小于1的常数。x则是输入信号。所经过大量的实验测试，根据不同的信号带宽及功放，Y 的取值范围建议为1.1到1.8。
[0119] 如图5所示的蓝色箭头与圆形代表的减法器构成，其作用是对于输入输出信号进 行取差值处理，由于二者有较好的关联性，因此差值的幅度得到了有效降低。这是得以运用 lbit ADC的关键。（2)lbit ADC模块，如图5所示。此模块对于上述差值进行lbit ADC采样， 也可以用比较器来实现这个采样过程。（3)新的理论求解方法。包括(a)迭代求解核心方法， (b)时延对齐算法和(c)步长选择策略等。由于采用了上述的硬件处理模式，传统的DH)求解 模式不再直接适用。本发明提出了一种适用于lbit处理的DH)求解方法，其详细过程在上述 理论部分已经说明。
[0120]利用Matlab仿真实验进行初步验证。条件如下：
[0121] 功放:Wiener Model(维纳模型）
[0122] DPD:记忆多项式(记忆深度P = 5,非线性阶数M = 4)
[0123] 步长：
[0124] 输入信号:LTE 20MHz带宽，峰均比PAPR 6.6dB
[0125] 一组面向20MHz带宽的lbit DPD处理后的结果如图7、图8所示。由图中可知，其数 字预失真效果(with lbit DPD)与经过直接学习结构的常规的DH)技术(with DL DPD)的效 果相当，收敛速度与常规DH)技术相近。证明了本发明所提方法的有效性。
[0126] 另外一组单比特数字预失真处理后AM-AM(调幅-调幅)噪声特性与AM-PM(调幅-调 相)噪声特性，经过与现有Dro技术比较，也获得了几乎同样的性能。
[0127] 提供以上实施例仅仅是为了描述本发明的目的，而并非要限制本发明的范围。本 发明的范围由所附权利要求限定。不脱离本发明的精神和原理而做出的各种等同替换和修 改，均应涵盖在本发明的范围之内。
【主权项】
1. 一种功率放大器的单比特数字预失真方法，其特征在于实现步骤如下： (1) 通过频域方法进行时延估计，并在数字域进行时延补偿； (2) 取输入输出信号的差值； (3) 将常规的反馈支路ADC替换为1 b i t的ADC或者比较器，依此对输入输出信号的差值 进行采样，即X仍为输入信号序列，对于输出的y信号进行了取差值处理； (4) 通过PA的技术手册或先验知识来估计迭代中所需的步长； (5) 经过上述的处理后，再采用适应于lbit的迭代格式进行迭代，完成DPD的参数提取。2. 根据权利要求1所述的功率放大器的单比特数字预失真方法，其特征在于：适应于 lbit的迭代格式实现如下： (1) 对于输入输出信号的差值进行lbit量化采样得到：此式表示对于输入输出信号的差值进行lbit量化采样，公式左边的s是对差值取符号 后的向量，其中sign()表示取1比特量化，即被采样的数据大于等于某个门限时定为1，小于 此门限定为0或者_1，以+1和 _1表不，则有： s= [ ± 1 ··· ± 1]τ其中，Ck为迭代步长，作用是控制扰动幅度； (2) 迭代格式如下：其中f是由输入序列得到的基函数的矩阵表达形式，一般以Volterra级数作为基函数 来描述功放的非线性及记忆效应，表示第k次迭代后的预失真器参数； (3) 如此式迭代后，就完成了单比特数字预失真的参数提取。3. 根据权利要求1所述的功率放大器的单比特数字预失真方法，其特征在于:所述对输 入输出信号的差值进行采样时采用时延对齐算法为:分别估计出两个路径的时延，以路径1 表示原发射支路从数模转换器开始一直到反馈回路的模数转换器，路径2表示传输经过时 延处理的输入信号支路从数模转换器开始一直到反馈回路的模数转换器，具体为:首先用 lbit的ADC采集路径1的信号，此时路径2接地，然后把该信号进行FFT变换到频域，与原始信 号的带内部分相比，估计出路径1的时延t 1;再用lbit的ADC采集路径2的信号，此时路径1接 地，然后把该信号进行FFT变换到频域，与原始信号的带内部分相比，估计出路径2的时延 t2;当两条路径的时延都估计出来后，路径2的信号在数字域进行固定的的时延，从而 保证了在进行DH)参数提取时，输入输出差值信号是相互对齐的。4. 根据权利要求1所述的功率放大器的单比特数字预失真方法，其特征在于:所述迭代 时的迭代步长采用以下公式：其中CO是初始步长，k是迭代次数，γ是缩放因子。5. 根据权利要求4所述的功率放大器的单比特数字预失真方法，其特征在于:所述初始 步长co由功放的先验知识估计出来，即功放的产品手册或对功放进行单音测试，如下：其中是实际峰值输出功率，-是在小信号增益下的期望峰值输出功率，λ是小 于1的常数，X则是输入信号。6. 根据权利要求4所述的功率放大器的单比特数字预失真方法，其特征在于:所经过大 量的实验测试，根据不同的信号带宽及功放，γ的取值范围建议为1.1到1.8。
【文档编号】H03F1/32GK105958952SQ201610264824
【公开日】2016年9月21日
【申请日】2016年4月25日
【发明人】王昊禹, 刘发林, 周崇彬, 李刚, 李博, 陶伟
【申请人】中国科学技术大学