专利名称：Sin(x)/x补偿电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于处理正在进行的数字采样流的各种方法，这些方法一起被采用时适合使用于残留边带(VSB)数字调制器，这种调制器得出一个中心频率可选择为63MHz(频道3)、69MHz(频道4)或5.38MHzIF(基带)的6MHz带宽的输入信号，用于电视接收机，更具体地，用于高清晰度电视(HDTV)接收机。
D/A变换器输入离散序列的数字采样值，以及输出模拟值。对应于单个输入数字值的模拟值保持在输入采样值之间的间隔内。在采样数据数字域中，时间上的离散值的脉冲序列具有周期的频谱。D/A“保持”运行通过乘以sin(πf/fs)/(πf/fs)(称为sin(x)/x)的因子，而修改了周期频谱，其中f是模拟频率，以Hz计，以及fs是数字采样速率，以每秒采样数计。sin(x)/x频率响应不是周期性的，它被定义在区间ω∈(-∞，∞)内。
在传统应用中，D/A的sin(x)/x频率特性是通过固定系数的预滤波器在区间f∈(-fs/2，fs/2)内的x/sin(x)频率响应进行补偿的。这个预滤波器常常和D/A包装在一起。应当指出，在这个区间以外的频率没有被正确地补偿。
本发明给出在RF调制信号的直接数字综合方面的sin(x)/x校正(特别是，美国HDTV标准的8/16 VSB调制的载波)，其中1.想要的RF镜像可以是或不一定是在D/A变换器的第一奈奎斯特区域(-fs/2，fs/2)中，以及想要的镜像包含用于传输的一个选择的TV频道频带。
2.系统中感兴趣的最低采样速率是数字调制的符号速率，它决定信息带宽。
3.系统中最高采样速率是D/A输出速率。这典型地是N乘以符号速率。
4.只需要补偿要被发送的频带，所以sin(x)/x补偿可以较早地在频带解决时在发送链中执行。对于VSB调制，这可以以符号速率来完成，所以，是在采样速率变换之前或之后，和/或在上调制之前或之后进行。
5.校正可以通过实数或复数滤波(取决于在校正点处的载波频率)来进行。
对于HDTV信号，校正是在调制器中的一点上进行的，其中数据是载波频率为0的复数，它需要复数滤波。
进一步参照了题目为“DAC Distortion Compensation(数模变换器失真补偿)”的美国专利5，208，596，该专利在1993年5月4日被授权给Charles B.Dietrich，以及被转让给与本专利申请相同的受让人。这个专利的教导是一种补偿数字-模拟(D/A)变换器的模拟输出幅度中作为频率的函数的固有的sin x/x滚降的现有技术方法的代表。
本发明针对用于补偿电视信号调制系统中的数字-模拟变换器的固有的sin x/x转移函数的电路。更具体地，本发明针对用于补偿宽带调制信号的相对较窄的频带部分的数字电路。补偿电路的一般配置是具有级联的频谱对称的和反对称的横向滤波器特征的横向滤波器。
附图简述
图1是包括VSB数字调制器的设备的功能性方框图，VSB数字调制器是用来从作为输入从数据流源传送到调制器的数字化的PCM采样流得出输入到HDTV的输入信号；图2是图1所示的VSB数字调制器的部件的功能性方框图；图3示意地显示了图2所示的每个PCM符号1个采样到DC为中心的VSB变换器的的优选实施例，和图4示意地显示图3所示的二分支复接的N抽头根值奈奎斯特(Nyquist)FIR滤波器的细节；图5，6和7一起图形显示了图4所示的二分支复接的N抽头根值奈奎斯特FIR滤波器的运行产生VSB变换器输出的方式；图8显示图2的多标度数字调制器的实施例，采用一种用来以预定的采样频率速率得出规定用于频道3、频道4和基带的各个数据调制载频的采样值数据流的设计方法；图9，10和11显示了图8的复数载波发生器的替换实施例；图12，13，14，15，16，17，18，19和20是在说明图2所示的数字sinx/x补偿装置的运行时有用的图；以及图21和22是代表性的级联的sin x/x补偿滤波器的方框图。
一开始应当时指出，术语“DC为中心”是指以零Hz频率为中心，而不是指DC幅度。典型地，在本描述中，这是关于以DC为中心的信号调制带宽。
参照图1，图上显示(1)数字化脉冲编码调制(PCM)信号采样数据流源100，(2)数字VSB调制器102，(3)D/A变换器104和(4)模拟滤波器106。源100包括数字产物，通过数字处理装置从该数字产物得出初始信号信息，如果有的话，需要加上附加的想要的信号信息，和/或需要修改信号信息的形式，由此从源100得出采样数据流输出，它作为输入被加到数字VSB调制器102。下面详细地描述引用本发明的特征的数字VSB调制器102的优选实施例。无论如何，来自数字VSB调制器102的数字输出包括以给定的相对较高采样频率速率出现的调制数据采样数据流，它在由D/A变换器104变换成模拟信号以后选择地产生频道3信号，频道4信号，或中心为5.38MHz的IF基带信号。在由D/A变换器104变换成模拟信号以后，任何最终不想要的、处在给定采样频率速率以上的频带宽度以外的频率分量被模拟滤波器106除去。
如图2所示，数字VSB调制器102包括每个PCM符号1个采样到DC为中心复数VSB变换器200(下面结合图3-7详细地描述)，数字sinx/x补偿装置(下面结合图12-18详细地描述)，多标度数字调制器204(下面结合图8-11详细地描述)，和无正负号的变换装置206(下面详细描述)。
来自源100的信号PCM采样数据流作为输入被加到VSB变换器200，它得出2个标以正负号的实部(R)和虚部(I)的复数形式的VSB输出数据流，这些数据流作为输入被加到sin x/x补偿装置202。来自sin x/x补偿装置202的2个输出数据流，仍旧是以标正负号的复数形式，作为输入被加到多标度数字调制器204，它得出标正负号的R形式的单个输出数据流，它作为输入通过无正负号的变换装置206被传送到D/A变换器104(即，由无正负号的变换装置206执行的操作是把相同的给定的正的(+)幅度值加到单个输出数据流的每个符号的标正负号的(±)幅度值，其中给定的正的幅度值足以使得来自无正负号的变换装置206的输出数据流的每个符号的总和的幅度值是正的，所以，作为输入被加到D/A变换器104的所有的符号采样只有正的数值)。
为了说明起见，在描述本发明的优选实施例时，假定(1)每个作为输入被加到VSB变换器200的PCM符号采样数据流包括4个比特，用来规定以10.76MHz的采样频率时钟速率出现的一个3比特(8VSB)的或4比特(16VSB)的实数数据；(2)每个VSB变换器200和数字sinx/x补偿装置以10.76MHz的采样频率时钟速率运行，以及(3)多标度数字调制器204的输入和输出采样频率时钟速率分别为10.76MHz和86.08MHz(即，8乘以10.76MHz)，而多标度数字调制器204的输入和输出采样频率时钟速率除了10.76MHz和86.08MHz以外，也可包括处在10.76MHz和86.08MHz中间的、86.08MHz的至少一个分谐波。
现在参照图3，除了前述的作为输入被加到VSB变换器200的4比特PCM符号采样以外，VSB变换器200也具有更精确的PCM导引DC值(被规定为b＞4比特)，可提供给它用来把导引音幅度调整到它的想要的电平。这个b＞4比特的PCM导引DC值作为调制信号被加到调制器300-P，而数据流的每个4比特的PCM符号采样作为调制信号被加到调制器300-S。由数字正负号数值组成的重复的4-比特序列{1，-1，-1，1}的、以10.76MHz采样频率速率出现的正在进行的数据流302作为DC为中心的载波被加到调制器300-P和300-S。这个正在进行的数据流302，是{1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，1…}的采样，可被考虑用来规定函数cos(πn/2)-sin(πn/2)=1.414*cos(πn/2+π/4)的每个接连的周期的象限值，其中1.414是21/2的有理式近似，以及n=符号指数。因此，来自调制器300-P的调制的导引输出数据流304-P和来自调制器300-S的调制的数据信号流304-S构成被使用来规定以编码形式的复数信号的实数信号；也就是，这样的实数信号包括在其每个周期的每个象限采样的、正在进行的符号调制的正弦波，其中实数“cos”分量包括±符号的非零值，它不用译码而构成相应的复数信号的标±号的非零值的R分量，但实数“sin”分量包括零值，它们以编码的方式构成相应的复数信号的零值的±1分量。所以，调制的导引输出数据流304-P和调制的数据信号输出数据流304-S，作为输入被加到二分支的复接的N抽头根值奈奎斯特FIR(有限冲击响应)滤波器306，是实数的以DC为中心的信号，它包括每个符号仅仅1个采样。无论如何，如图3所示，滤波器306得出一个包括正在进行的复数的以Dc为中心VSB符号采样数据流的输出，其中±R和±R分量具有非零值。
更具体地，N抽头滤波器306是一个具有奇数个抽头(例如，55个抽头)的单个滤波器。然而，如图4所示，N抽头滤波器306被组织成第一输入加权的(N+1)/2抽头FIR子滤波器308(即，例如，28抽头子滤波器)，第二输入加权的(N-1)/2抽头FIR子滤波器310(即，例如，27抽头子滤波器)，以及复接器(mux)311。第一子滤波器308包括N抽头滤波器306的所有的偶数编号的抽头0，2，4，…，(N-3)和(N-1)，而第二子滤波器310包括N抽头滤波器306的所有的奇数编号的抽头1，3，5，…，(N-4)和(N-2)。无论如何，如图4所示，来自子滤波器308和310的数据输出流324和326作为数据输入流被加到复接器311，复接器交替选择以10.76MHz的采样频率时钟速率的每个采样周期，以便(1)把来自子滤波器308的数据输出流324在每个奇数采样周期期间连接到士R数据输出流328，和在每个偶数采样周期期间连接到±I数据输出流330，以及(2)把来自子滤波器310的数据输出流326在每个奇数采样周期期间连接到±I数据输出流330，和在每个偶数采样周期期间连接到士R数据输出流328。所以，在作为接连的采样周期的函数的数据输出流330的±I采样与作为接连的采样周期的函数的数据输出流328的±R采样之间的相对关系为如下
表1现在参照图5，6和7。图5显示了在来自第一子滤波器308的采样流输出324中每个接连的采样的归一化幅度值1作为实部一虚部平面上该采样的位置的函数在Z域中的关系(其中粗黑线400代表在表1的采样周期1期间输出324采样的位置)。图6显示了在来自第二子滤波器310的采样流输出326中每个接连的采样的归一化幅度值1作为实部-虚部平面上该采样的位置的函数在Z域中的关系(其中粗黑线400代表在表1的采样周期1期间输出326采样的位置)。比较图6与图5，可以看到，图6代表图5沿顺时钟方向作1/4序列周期旋转。复接器311的运行实际上是把来自第一子滤波器308的采样流输出326与来自第二子滤波器310的采样流输出326相加。图7显示了在这个总和的采样流中每个接连的采样的归一化幅度值在Z域中的关系(如由表1的输出328和330表示的)。如图7所示，第一个1/4的序列周期和第四个1/4的序列周期中1的归一化幅度值降到第二个1/4的序列周期和第三个1/4的序列周期中0的归一化幅度值。结果是获取了上部的VSB信号能量，而去除了下部边带能量。因此，图4所示的实部输出328和虚部输出330构成图3所示的滤波器306的DC为中心的复数VSB输出。
上述的带有导引音幅度控制的每个PCM符号1个采样到DC为中心的VSB变换器比起带有导引音幅度控制的每个PCM符号2个采样到DC为中心的VSB变换器来说，在硬件实施上复杂性和花费都大大地减小。首先，只需要每个PCM符号1个采样，而不是每个PCM符号2个采样，减少硬件设施50％。第二，使用实数调制器300-S和300-P，而不使用复数调制器，进一步减少硬件设施。第三，使用单个二分支实数n抽头滤波器，而不是使用两个(即，复数实部和虚部)n抽头滤波器，在滤波器硬件上给出附加的50％节省。第四，单个二分支实数n抽头滤波器的使用允许唯一的导引幅度控制方法，这在硬件上给出额外的35％的节省。第五，不需要进行复数运算来从所述的每个PCM符号1个采样到DC为中心的VSB变换器产生复数输出，进一步减少实施硬件。
回到图2，将会看到，在本发明的优选实施例中，数字sin x/x补偿装置位于来自VSB变换器200的、以10.76MHz采样频率速率出现的DC为中心的复数VSB采样流输出与到多标度数字调制器204的输入之间。这是因为最好以较低的10.76MHz采样频率速率而不是以较高的采样频率速率来实现数字sin x/x补偿，因为较高的采样频率速率具有缺点通常较高的耗散、较高的电流、以及产生较多的不希望的电磁干扰(EMI)。然而，按照本发明的范围，数字sin x/x补偿可以在系统中在多标度数字调制器204中把复数±R和±I数据采样流任何实际调制在载波上以前，以任何的采样频率速率来实现。所以，将在详细地描述sin x/x补偿装置202以前，详细描述多标度数字调制器204。
多标度数字调制器204，响应于以10.76MHz的采样频率速率出现的、作为输入被加到其上的每个符号±R和±I数据流1个采样，选择地得出作为用户控制的调制输出的，(1)一个正负号的每个符号8采样的±R数据流，中心为-23.08MHz的相对较低的伪载波频率，(2)一个正负号的每个符号8采样的R数据流，中心为-17.08MHz的仍旧较低的伪载波频率，或(3)一个正负号的每个符号8采样的±R数据流，中心为5.38MHz的非常低的载波频率，所有这些输出数据流以86.08MHz的采样频率速率出现。-23.08MHz数字输出流，在通过无正负号变换装置206和D/A变换器104变换成模拟后，导致不希望的符号流调制的23.08MHz模拟信号和想要的符号流调制的63MHz(频道3)模拟镜像信号(即，63MHz=(86.08-23.08)MHz)。同样地，-17.08MHz数字输出流导致不希望的符号流调制的17.08MHz模拟信号和想要的符号流调制的69MHz(频道4)模拟镜像信号(即，69MHz=(86.08-17.08)MHz)。5.38MHz数字输出流直接导致想要的符号流调制的5.38MHz模拟信号。
图8上显示了示例性多标度数字调制器204，其中，每个符号1个采样到每个符号8个采样变换装置800，以86.08MHz采样频率速率运行，使得来自sin x/x补偿装置202的每个复数±R和±I输入流作为输入被加到其上，以及使得来自于它的每个还未调制的数据符号值的复数±R和±I输出流作为调制输入被加到复数调制器802。复数载波发生器804，以86.08MHz采样频率速率运行，得出复数±R和±I载波输出流，选择地规定用于频道3的恒定幅度-23.08MHz伪载波的采样值(由恒定幅度-21.52和-1.56MHz频率的复数乘积产生的)，用于频道4的恒定幅度-17.08MHz伪载波的采样值(由恒定幅度-21.52和4.44MHz频率的复数乘积产生的)，或用于基带的恒定幅度5.38MHz的采样值。来自复数载波发生器804的复数±R和±I载波输出流作为载波输入被加到复数调制器802。来自复数载波发生器804的、以86.08MHz采样频率速率出现的、调制的数据符号值复数±R和±I输出流作为输入被加到方块806，它只把±R输出流转发到无正负号变换装置206。
复数发生器804的第一结构实施例包括图11所示的采样的复数频率发生器，连同图9所示的相位控制装置一起产生5个正在进行的相位控制值数据流，这些相位控制值数据流作为输入被加到图11的采样的复数频率发生器。如图9所示，这5个正在进行的数据流包括(1)μ和18μ正在进行的、以给定的采样频率Fs(即，86.08MHz)出现的数据流，规定对于图11上产生想要的采样正弦频率Fo(即，对于频道3的1.56MHz，或对于频道4的4.44MHz)的正在进行的数据流的相位值所需要的相位控制值，以及(2)PLSB，PMSB和PDMSB正在进行的定时方波，也是图11的采样复数频率发生器所需要的。
参照图9，恒定值J(其中对于频道3，J=39，以及对于频道4，J=111)作为第一加数被加到第一加法器900。来自第一加法器900的总和输出流的每个接连的值，在由锁存902延时了给定的(即，86.08MHz)采样频率Fs的1个采样周期后，作为输入被加到模K=538二进制逻辑装置904。来自逻辑装置904的输出流的每个值，作为第二加数被加到第一加法器900和作为第一加数被加到第二加法器904。无论何时输入到模K的二进制逻辑装置904的输入值是在1与K-1之间(其中K-1=537)时，来自该逻辑装置904的输出值等于该输入值，但无论何时输入到该逻辑装置904的输入值是大于K-1(例如，K≥538)时，来自该逻辑装置904的输出值等于该输入值减去K(例如，K=538)。因此，J、第一加法器900、锁存902、和模K二进制逻辑装置904的组合，合在一起从装置904得出输出值，它把每个采样周期增加正的J值，直至正的累加值大于正的K值为止，在这时，从这个累加值中减去正的K值。-K/2(例如，-k/2=-269)作为第二加数被加到第二加法器906。所以，来自第二加法器906的输出流的各个总和值，处在从-269到+268的范围内，并构成输入到图11所示的采样复数频率发生器的μ相位控制输入流，是以0值为中心的(而不是都具有正的值)。这个μ相位控制输入流的各个值，在由方块908乘以18以后，形成输出流，构成输入到图11所示的这个采样的复数频率发生器的18μ相位控制输入流。
模K的二进制逻辑装置904把轮询时钟作为输入加到2比特二进制计数器910和延时触发器912，每次它从其累加的数值中减去正的K值。来自计数器910的最低位PLSB和最高位PMSB输出流作为定时控制输入流被加到图11所示的采样的复数频率发生器。另外，来自计数器910的PMSB输出流作为输入流被加到延时触发器912，以及来自延时触发器912的输出流被加到“异”门914的第一输入端，以及一个选择的指数符号值，相应于来自图11所示的采样的复数频率发生器的±R输出流的、相对于来自该发生器的±I输出流的相位符号的想要的相位符号，该选择的指数符号值被加到“异”门914的第二输入端。来自“异”门914的输出流构成输入到图11所示的采样的复数频率发生器的PMDSB定时控制输入流。
现在参照图11，PMDSB定时控制输入被加到九个1个采样周期(例如，86.08MHz的周期)的延时锁存1000-1到1000-9的连接链；PLSB定时控制输入被加到六个1个采样周期的延时锁存1001-1到1001-6的连接链；PMSB定时控制输入被加到九个1个采样周期的延时锁存1002-1到1002-9的连接链；μ相位控制输入被加到七个1个采样周期的延时锁存1003-1到1003-7的连接链；以及18μ相位控制输入被加到十个1个采样周期的延时锁存1004-1到1004-10的R连接链。
紧接在R连接链的每个延时锁存1004-1，1004-3，1004-6和1004-9以后是相应的一个符号(S)装置1005-1，1005-3，1005-6和1005-9。每个符号装置1005-1和1005-6的符号值是按照来自相应的一个延时锁存1001-1和1001-6的输出的二进制值确定的。由于存在倒相器1006-3，符号装置1005-3的符号值是按照来自延时锁存1001-3的输出的二进制值的负值确定的。符号装置1005-9的符号值是按照来自延时锁存1000-9的输出的二进制值确定的。
紧接在R连接链的每个延时锁存1004-2，1004-5和1004-8以后是相应的一个加法器1007-2，1007-5和1007-8。数值31由加法器1007-2加到来自延时锁存1004-2的输出值；数值41由加法器1007-5加到来自延时锁存1004-5的输出值；以及数值26由加法器1007-8加到来自延时锁存1004-8的输出值。
紧接在R连接链的每个延时锁存1004-4和1004-7以后是相应的一个乘法器1008-4和1008-7。乘法器1008-4，执行第一复数指数调制功能的R部分，把来自延时锁存1004-4的输出值乘上来自延时锁存1003-4的输出值，以及乘法器1008-7，执行第二复数指数调制功能的R部分，把来自延时锁存1004-7的输出值乘上来自延时锁存1003-7的输出值。来自图11的锁存1004-10的输出值的数据流构成来自复数载波发生器802的±R输出流。数字电路设计领域技术人员将会看到，来自加法器1007-8的信号输出以 ＋αμ3＋βμ2±κμ+ρ形式的多项式函数来描述。在图1的示例性电路中，α，β，κ，和ρ的数值分别是18，31，41和26。在处理链中的最后符号电路1005-9确定±R值的极性。
来自复数载波发生器802的±I输出流是在图11上通过把来自延时锁存1004-1的输出流18μ(即，输入到图11的18μ输入流被延时1个采样周期)加到I连接链(它除了没有相应于延时锁存1004-1的延时锁存以外，与上述的R连接链相一致)。具体地，I连接链包括延时锁存1009-2到1009-10，符号装置1010-1，1010-3，1010-6和1010-9，加法器1011-2，1011-5和1011-8，以及乘法器1012-41012-7。
由于存在倒相器1006-1和1006-6，每个符号装置1010-1和1010-6的符号值是按照来自延时锁存1001-1和1001-6的相应的一个延时锁存的输出的二进制值的负值确定的。符号装置1010-3的符号值是按照来自延时锁存1001-3的输出的二进制值确定的。符号装置1010-9的符号值是按照来自延时锁存1002-9的输出的二进制值确定的。
I连接链的加法器1011-2，1011-5和1011-8执行与R连接链的加法器1007-2，1007-5和1007-8相同的功能，以及I连接链的乘法器1012-4和1012-7执行类似于由乘法器1008-4和1008-7执行的R连接链的第一与第二指数调制功能的第一与第二指数调制功能的I部分。加法器1011-8的输出可以由多项式函数±18μ3＋31μ2＋41μ+26来描述。符号电路1010-9仅仅决定I输出信号的极性。
在图11所示的采样复数频率发生器的运行中，来自这个采样复数频率发生器的±R和±I采样的输出流产生的波形的类型由乘上μ的数值和被加到R和I连接链的加法器的加数的各个值确定。在本例中，各个值18(乘上μ)以及31，41和26(是被加到R和I连接链的加法器的加数)是最小折叠能量4-抽头内插值，它们规定来自这个采样复数频率发生器的±R和±I采样的输出流的复数正弦波形。然而，以这些±R和±I采样的输出流的采样频率Fs产生的想要的频率值Fo是由被加到图11的μ和18μ输入流的接连的采样相位值确定的(因为频率大于相位改变的设计速率)。更具体地，比值4Fo/Fs等于图9上的J/K的整数比值，只要Fo/Fs≤1/4。这样，用于以对于频道3的86.08MHz的采样频率得出-23.08MHz的伪载波的适当的想要的频率-1.56MHz和-21，52MHz是由J的数值39和K的数值538来产生的。同样地，用于以对于频道4的86.08MHz的采样频率得出-17.08MHz的伪载波的适当的想要的频率4.44MHz和-21，52MHz是由J的数值111和K的数值538来产生的。而且，想要的5.38MHz基带载波Fo是通过采用J的整数值269和K的整数值1076对于Fs=86.08MHz得出的，由此给出J/K=1/4。
回到图1和2，来自数字VSB调制器102的多标度数字变换器204的采样的±R输出流，特别是，规定选择的符号调制的伪载波频率(例如，一个每个符号8个采样调制的-17.08或-23.08MHz伪载波频率或5.38载波频率，每个以86.08MHz采样速率频率被采样)。这个来自多标度数字变换器204的采样的±R输出流，在由无正负号变换装置206变换成全部正的(+)R值输出流以后，作为数字采样流被加到D/A变换器104的输入端。来自D/A变换器104的模拟输出包括一个相对于以伪载波频率(-17.08MHz或-23.08MHz)为中心的6MHz符号带宽信号的采样速率频率(86.08MHz)的以镜像频率(对于频道4的69MHz或对于频道3的63MHz)为中心的6MHz符号带宽信号，或以5.38MHz为中心的6MHz符号带宽基带信号。模拟滤波器106具有一个频率通带，它传送通过69MHz为中心的频道4的信号、63MHz为中心的频道3的信号和5.38MHz为中心基带信号，但它抑制符号调制的-17.08和-23.08MHz伪载波信号。
正如上述的现有技术的美国专利5，208，596中教导的，必须在数字信号的特定的频率或频带上数字地利用x/sinx增益因子，以便补偿D/A变换器的模拟输出幅度的固有的sinx/x滚降。在现有技术中，这个x/sinx增益因子是紧接在数字信号作为输入加到D/A变换器以前，作用在该数字信号上的。然而，在本事例中，这是不实际的，因为感兴趣的频带除了基带信号(以5.38MHz为中心)以外，还包括频道3信号(以63MHz为中心)和频道4信号(以69MHz为中心)的6MHz带宽，而作为输入被加到D/A变换器104的、以86.08MHz采样频率速率的数字信号包括6MHz带宽调制的伪载波-23.08MHz(即频道3的镜像)或6MHz带宽调制的伪载波-17.08MHz(即频道4的镜像)。在这方面，现在参照图12，图12是sinx/x表示式1200的归一化幅度在从-86.08MHz到86.08MHz的频率范围内的图。图12上还显示了在以各个感兴趣的频率(-69MHz(-频道4)，-63MHz(-频道3)，-23.08MHz伪载波，-17.08MHz伪载波，-5.38MHz基带，5.38MHz基带，17.08MHz伪载波，23.08MHz伪载波，63MHz(频道3))为中心的6MHz带宽上sinx/x表示式1200对于幅度的可变的影响。在基带(以5.38MHz为中心)，频道3(以63MHz为中心)和频道4(以69MHz为中心)的每个频道的6MHz带宽上sinx/x表示式1200的频谱形状的“斜度”只需要在它们的6MHz带宽上的校正的x/sin x倾斜，以使得变成为平坦(如图所示，通过x/sinx表示式1300与频道3、频道4和5.38MHz IF基带的每个频道的6MHz带宽相交)。
对于5.38、63和69MHz中心频率的每个频率的正确的x/sin x增益值是通过改变D/A变换器采用的DC参考幅度而达到的。然而，由本发明的数字sinx/x补偿装置执行的操作，是在±R和±I复数采样的数据流调制载波以前发生的，以这些采样的数据流的采样频率速率提供了在6MHz带宽上频谱形状“倾斜”的适当的x/sinx校正。优选地，如图2所示，sinx/x补偿装置202位于紧接在多标度调制器204以前，以及作用在以10.76MHz采样频率速率出现的、每个符号1个采样的±R和±I复数的DC为中心的数据流的采样。
以10.76MHz采样频率速率运行的sin x/x补偿装置202能够执行对于6MHz带宽上的5.38、63或69MHz sinx/x频谱形状的简单的、但近似的、线性斜率x/sinx校正，或对于任何的这些频谱形状的更精确的曲线适配的“斜率”x/sinx校正。
该近似方法是用以下的3抽头滤波器实施的，该滤波器作用在来自VSB变换器200的、输入到sin x/x变换装置202的每个±R和±I复数数据输入流Hxsin(x)(z)=z-1+α·j·(1-z-2)]]>这个滤波器向与以后由D/A变换器104施加的“sin(x)/x”的“倾斜”的相反方向上，预先倾斜这些±R和±I复数数据输入流。然而，这个近似方法并不是真正倒置，它会导致“校正的”频带的抛物线形失真。无论如何，必须确定用于每个以5.38、63或69MHz为中心的频带的α的数值，以使得预先倾斜的滤波器的频率响应在DC处的斜率等于由D／A变换器104引入的sin x/x斜率的负值。在这方面，参考以下2个方程 对于α求解这两个方程，产生α=14·fs·Tan(π·ffs)-π·fπ·f·Tan(π·ffs)]]>对于5.38MHz为中心的基带，α=0.01640467113(对于不同的精度，它可以由0、1/64和17/1024来近似)。对于63MHz为中心的频道3的频带，α=0.3815501504(对于不同的精度，它可以由3/8、49/128和97/256来近似)。对于63MHz为中心的频道4的频带，α=0.4469876047501504(对于不同的精度，它可以由7/16、29/64和57/128来近似)。
对于其相对较粗略的α=0近似，5.38MHz为中心基带的6MHz带宽不需要sin x/x频谱形状线性倾斜校正提供平坦的频谱形状(图14的实线1400a显示)。然而，63MHz为中心的频道3的频带的6MHz带宽的sin x/x频谱形状(图15的虚线1402b显示)需要用于线性倾斜校正的相对较粗略的α=3/8近似，以提供平坦的频谱形状(图15的实线1400b显示)。同样地，69MHz为中心的频道4的频带的6MHz带宽的sin x/x频谱形状(图16的虚线1402c显示)需要用于线性倾斜校正的相对较粗略的α=7/16近似，以提供平坦的频谱形状(图15的实线1400c显示)。
因为sin x/x频谱形状的实际倾斜形状是非线性的，上述的近似预倾斜技术是次最佳的，但仍旧是有效的。具体地，近似预倾斜技术使得结果的模拟信号的升余弦平方根形状出现失真，但电视接收机的均衡器可以补偿这个剩余的有害分量。
无论如何，本发明的一个特征也提供非线性x/sin x预倾斜技术，用于校正与频谱形状在63MHz为中心的频道3或69MHz为中心的频道4的感兴趣的6MHz带宽上的非线性sin x/x倾斜相匹配的倾斜形状。
在这个非线性x/sin x预倾斜技术中，在频道中DA变换器104的要被补偿的x/sin(x)特性被分解成关于其频道中心的奇对称和偶对称部分。偶对称部分，是弓形的，与实系数偶对称滤波器(关于DC对称，而不是关于频道中心)相匹配。奇对称部分等于(x/sin(x)/((1-2*β)+2*β*cos(2*π*f/fs))}，以及实际上以每个符号4个或大于4个采样在想要的6MHz校正带宽上具有剩余线性形状(它对于被加到DA变换器104的调制的载波数据流的每个符号8个采样尤其满足)。这个剩余线性形状的奇对称部分与复系数奇反对称滤波器相匹配。
优选地，在由偶对称滤波器和奇反对称滤波器级联的数字sinx/x补偿装置202中，以10.76MHz的采样频率速率对于每个符号1个采样±R和±I复数DC为中心数据流的采样进行滤波。在6MHz的频道带宽中的10.76Msym/sec(兆符号/秒)的符号率下，补偿是在z域中的单位圆(z-1=e-jwTs，Ts=在时间上的符号间隔)的55％。虽然在数字sinx/x补偿装置202中被校正的信号属于特定的模拟信道(例如，电视频道3或4)，以及早先通过以10.76MHz的采样频率速率的每个符号一个采样的处理被预先校正(对于频道3见图17，以及对于频道4见图19)，由此抵消的结果在以后是由以比86.08MHz高8倍的采样频率速率为时钟的D/A变换器104造成的(对于频道3见图18，以及对于频道4见图20)。这样，在后一种情况下，被校正的频道只代表在z域中的单位圆(z-1=e-jwTs18，Ts=在时间上的符号间隔)的7％。
下面是以10.76MHz采样频率速率使用的偶对称滤波器和奇对称滤波器的各自的冲击响应Hev=z-2+β·(1-9z-1+16z-2-9z-3+z-4)16]]>和Hodd=z-3+j·α·(-2+9z-1-32z-2+32z-4-9z-3+2z-6)64]]>参量(α，β)预先成形以每个符号1个采样的DC为中心的VSB信号，以使得DA变换器104的x/sinx频率特性对于选择的TV频道被校正。对于频道3，α=71/512，和β=5/256。对于频道4，α=3/16，和β=9/256。
下面是以10.76MHz采样频率速率使用的偶对称滤波器和奇对称滤波器的各自的频率响应 在图17上，1500是x/sinx函数(π*F/86.08)/(sin(π*(F-用于频道3的级联的偶滤波器和奇滤波器的频率响应的曲线图。将会看到，曲线图1501在频道3的6MHz带宽内是与曲线图1500一致的，但曲线图1502在这个频道3的6MHz带宽以外，明显地不同于曲线图1500。在图18上，1504是在D/A变换器104的输入端处，x/sinx函数(π*F/86.08)/(sin(π*F/(86.08))在频道3的带宽上的曲线图，以及1506是在输入到D/A变换器104的输入经历了由D/A变换器104的sinx/x滚降以后，在频道3的带宽上的来自模拟滤波器106的平坦输出。
在图19上，1600是x/sinx函数(π*F/86.08)/(sin(π*(F-69)/(86.08))在-6≥F≥6MHz频率间隔内的曲线图，以及1602是用于频道4的级联的偶滤波器和奇滤波器的频率响应的曲线图。将会看到，曲线图1602在频道4的6MHz带宽内是与曲线图1600一致的，但曲线图1602在这个频道4的6MHz带宽以外，明显地不同于曲线图1600。在图20上，1604是在D/A变换器104的输入端处，x/sinx函数(π*F/86.08)/(sin(π*F/(86.08))在频道4的带宽上的曲线图，以及1606是在输入到D/A变换器104的输入经历了由D/A变换器104的sinx/x滚降以后，在频道4的带宽上的来自模拟滤波器106的平坦输出。
只要倾斜形状的x/sinx校正在±R和±I数据流被调制到载波以前发生，校正就可在系统中以任何采样频率速率完成。因此，在图8上，倾斜形状的x/sinx校正可以在来自从每个符号1个采样到每个符号8个采样变换装置800的±R和±I数据流输出以86.08MHz采样频率速率进行。与偶对称和奇反对称校正滤波器的级联相同的校正部分可工作在较高的86.08MHz采样频率速率，也可在较低的10.76MHz采样频率速率。然而，虽然工作在较低的10.76MHz采样频率速率需要7抽头偶滤波器与奇滤波器，但工作在较高的86.08MHz采样频率速率只需要3抽头偶滤波器与奇滤波器。更具体地，对于频道3，3抽头偶滤波器的冲击响应是-3/8+7/4·z-1-3/8·z-2，具有7/4-3/4*cos(2·π·F/Fs)的零延时滤波器响应，而3抽头奇滤波器的冲击响应是-21/64·j+z-1+-21/64·j·z-2，具有1+21/32*sin(2·π·F/Fs)的零延时滤波器响应。对于频道4，3抽头偶滤波器的冲击响应是-3/4+5/2·z-1-3/4·z-2，具有5/2-3/2*cos(2·π·F/Fs)的零延时滤波器响应，而3抽头奇滤波器的冲击响应是-29/64·j+z-1+-29/64·j·z-2，具有1+29/32*sin(2·π·F/Fs)的零延时滤波器响应。图21上显示了示例性3抽头级联的横向(FIR)滤波器，其运行对于数字电路设计技术人员很容易理解。
然而，从每个单位时间的运行数目来说，更有效的是采用以较低的10.76MHz采样频率速率运行的较高的7抽头的级联偶滤波器与奇滤波器，而不采用以较高的86.08MHz采样频率速率运行的较低的3抽头的级联偶滤波器与奇滤波器。
而且，数字sinx/x补偿装置202采用在工作上类似于VSB变换器200的上述的复接器311的复接器，使得所有计算的是实数的x/sinx值作为来自该补偿装置的±R数据输出流被传送，以及使得所有计算的是虚数的x/sin x值作为来自该补偿装置的±I数据输出流被传送。
在数字VSB调制器102的实际的硬件实施方案上，采用2个二进制补码来实现所有的计算。而且，虽然本发明的上述的许多特性的全部特性都是在数字VSB调制器102中实现的，但应当看到，这些发明的特性的一个或多个特性的子集可以在不同于数字VSB调制器102的各种不同类型的设备中得到普遍的利用。所以，本发明打算只限于附属权利要求的范围。
权利要求
1．在被耦合到数字-模拟变换器(104)的数字调制器(200)的电路中，所述数字-模拟变换器具有不希望的sin(x)/x转移函数，以及所述调制器具有一个用于施加采样的数字调制信号的输入端，设备的特征在于具有给定的频带的采样的数字调制信号的源(100，200)；被耦合在所述源与所述调制器输入端之间的sin(x)/x补偿装置(202，和图21)，用于补偿由相应于所述给定的频带的所述数字-模拟变换器提供的信号的频率的一部分，其中补偿电路的转移函数产生在所述的频率部分上基本上平坦的频率响应。
2．如权利要求1中所述的设备，其特征在于，所述sin(x)/x补偿电路具有对应于级联耦合的具有第一和第二转移函数的横向滤波器(2101，2102)的转移函数，这些滤波器级联地提供预定的补偿函数。
3．如权利要求2中所述的设备，其特征在于，所述数字调制器(802)是复数数字调制器，以及所述横向滤波器是呈现频谱对称的N抽头实数滤波器和呈现频谱反对称的M抽头复数滤波器，其中M和N是整数。
4．在包括被耦合到数字-模拟变换器的数字调制器的系统中，所述数字-模拟变换器具有不希望的sin(x)/x转移函数，以及所述调制器具有一个用于施加采样的数字调制信号的输入端，补偿所述不希望的转移函数的方法的特征在于提供代表具有给定的频带的信号的数据采样值数据流；sin(x)/x补偿所述数据采样值数据流；把补偿的所述数据采样值数据流加到所述数字调制器的输入端；以及其中对于由相应于所述给定的频带的所述数字-模拟变换器提供的信号的频率的一部分，sin(x)/x补偿步骤产生在所述的频率部分上基本上平坦的频率响应。
5．如权利要求4中所述的方法，其特征在于，sin(x)/x补偿的步骤包括用相应于级联的频谱对称和反对称横向滤波器(其中至少一个滤波器是复数滤波器)的转移函数滤波所述的数据采样值数据流。
6．如权利要求1中所述的设备，其特征在于数字载波源，数字载波被耦合到所述调制器的载波输入端，以及作为规定所述给定的载波频率的采样的采样值数据流出现，并且以给定的采样频率速率被采样；以及所述给定的载波频率，相对于所述给定的采样频率，是所述模拟信号为中心的那个频率的镜像。
7．如权利要求6中所述的设备，其特征在于所述数字调制器是复数数字调制器；所述采样的数字调制信号是在所述给定的频率带宽上的DC为中心的复数实部(±R)和虚部(±I)采样的数据采样值数据流，该±R和±I采样的数据流以所述给定的采样频率速率出现，以及在形状上按照特定的x/sin x函数被调制。
8．如权利要求7中所述的设备，其特征在于，所述数字sin x/x补偿电路包括一个3抽头滤波器，根据加到其上的信号，以某些DC为中心复数±R和±I采样的数据采样值的数据流的每个数据流的采样频率速率fs，规定在所述给定的频带带宽内的任何频率，其中所述滤波器具有以下形式的频率响应Hxsin(x)(z)=Z-1+α·j·(1-z-2)]]>其中α=14·fs·Tan(π·ffs)-π·fπ·f·Tan(π·ffs)]]>由此，数据信号幅度的斜率作为频率的函数被线性地预先倾斜一个量，它取决于fs值、在所述模拟信号的所述给定的频带带宽的频率上的f的值、和规定f的值的精度；由此，所述预先倾斜的斜率近似于所述特定的x/sin x函数的想要的形状。
9．如权利要求6中所述的设备，其特征在于，作为输入加到所述D/A变换器的所述采样的采样值数据流包括每个符号至少4个采样值，以及在其给定的频带带宽上的一部分得出的模拟信号在所述得出的模拟信号的所述中心频率附近具有非平坦的形状，其中所述数字sin x/x补偿装置包括级联的频谱对称和反对称滤波器，其中所述对称滤波器具有第一给定的频率特性和所述反对称滤波器具有第二给定的频率特性，它们级联地产生所述特定的x/sin x频率函数。
10．如权利要求9中所述的设备，其特征在于所述数字sin x/x补偿装置作用在以所述给定的采样频率速率出现的、作为输入被加到其上的每个符号至少4个采样±R和±I采样的数据流；所述对称滤波器包括3抽头实数滤波器，具有-A+Bz-1-Az-2形式的冲击响应；所述反对称滤波器包括3抽头复数滤波器具有-Cj+z-1-Cjz-2形式的冲击响应；以及其中A，B和C是常数，以及所述模拟信号构成中心分别在一个第一和第二载波的第一和第二频带的电视信号之一，以及它在其频带带宽上具有基本上平坦的幅度。
全文摘要
通常包括数字—模拟转换器的数字再调制系统,它具有固有的不希望的sin(x)/x频响。数字再调制信号通常是高频的并在数—模转换之前不能进行sin(x)/x预校正。此处描述了装置(202)和在通到数—模转换器(104)的数字调制器(204)之前数字信号通路中的数—模转换器(104)的sin(x)/x滚降的预校正的方法。该装置(202)对应于空间对称和反对称横向滤波器,该滤波器用来补偿最终模拟信号的频响的较小部分。
文档编号H04N5/455GK1285687SQ0012603
公开日2001年2月28日 申请日期2000年8月24日 优先权日1999年8月24日
发明者D·L·麦尼利 申请人:汤姆森许可公司