奈奎斯特滤波器及其方法

专利名称：奈奎斯特滤波器及其方法
技术领域：
本发明一般涉及滤波器电路并特别涉及一种改进的奈奎斯特滤波器及其方法。
将来自脉冲发生器12的脉冲数据流施加到数字发送滤波器14中，该滤波器将该脉冲整形，以便于将其输出到数字-模拟转换器15中，并经信道16传送。根据不同的应用，信道16可以是有线或无线信道。在接收滤波器18处接收被传送的数据。滤波器18的输出被施加到模拟-数字转换器20中。模拟-数字转换器20使用一般由时钟恢复电路22从输送数据中恢复的时钟脉冲。来自模拟-数字转换器20的输出二进制数据是提供给脉冲发生器12上的输入二进制数据流的复制品。
这种PAM系统的主要设计目的是为了选择发送和接收滤波器14和18以减少噪声的影响、从而消除或减少码元间干扰(ISI)并减少阻带能量。理论上，可以通过适当地整形被传送数据的脉冲来消除码间干扰。通过使该脉冲在周期间隔内有零值来实现脉冲整形。
现代脉冲整形滤波器的方案使用一对匹配滤波器，其中一个用于传送而一个用于接收。这种传送滤波器与接收滤波器的卷积构成完整的脉冲整形滤波器。由于组合的滤波器脉冲响应在一个单独点处达到统一并且在每个其它信息点处周期性地为零(奈奎斯特采样率)，因此可以避免码间干扰。代表脉冲串的脉冲的这种线性重叠保留了带宽和信息内容。频带受限脉冲的线性重叠维持了受限的频带，并且以信息速率对组合滤波器进行采样可以恢复信息。
图3b示出了奈奎斯特脉冲响应的一个例子。除了在一个信息方向点之外，在信息速率处产生零点。如果允许这些滤波器的响应时间可以趋向于无穷大，则具有相同阻带的所有奈奎斯特滤波器具有相同的频带限制。但是，由于这些滤波器不可能具有无穷大的长时间函数，因此可实现的滤波器在时间上都被截止。时域中的截断误差导致可由所有奈奎斯特滤波器实现的理论上阻带被违反，致使存在超出阻带频率的频带外能量。
滤波器的最有效带宽是由图3中的方框(α=0)所示的“砖墙”(brick wall)滤波器(α=0)。在图3b中示出了这种滤波器的时间响应(α=0)。当在时间响应趋向于无穷大时对于砖墙滤波器而言带宽有效性在理论上是最大时，对于实际中以及可实现的近似砖墙滤波器来说，截断误差导致较差性能。
一种产生实际滤波器的方法是使服从奈奎斯特的滤波器的阻带超过理想的砖墙滤波器的带宽并能平稳地过渡到阻带。这种滤波器的一种类型是上升的余弦滤波器。在频域中(图3a)，该升余弦滤波器平稳地到达频率阻带(除了限制砖墙滤波器的情况之外)。该升余弦滤波器在阻带处连续并且其一阶导数连续。但是，该升余弦滤波器的二阶导数在阻带处不连续。
在大多数系统的当前方案中，将升余弦滤波器用于其匹配滤波器形式。用于判定该系统频谱带宽效率的升余弦滤波器的发射均方根在阻带处的一阶导数中不连续。
发明综述本发明的优选实施例使用了一个满足奈奎斯特判据的脉冲整形滤波器。该滤波器还具有在频域中连续的特性，并包括用于均方根匹配形式的一阶导数。本发明的一些实施例实际上在均方根形式的所有导数中都连续，并且这些滤波器对于相同的阻带都接近于理想的砖墙滤波器。
从频域中带有固定频率截止的滤波器中产生奈奎斯特滤波器。如同本领域技术人员所公知的，固定的截止频率导致在时域中不可能实现无穷大周期的滤波器。为了产生可实现的滤波器，通过时间延迟以及截取无限脉冲响应来近似理想的滤波器。但是，截断会产生意外的频带外能量。通过本发明的一些实施例可以获得一个目标是在截断滤波器之后使频带能量的无意识超出最小化。
本发明的实施例提供了这样的滤波器。该滤波器在用于与上升的余弦滤波器相同的理论上阻带的截断长度处能够有较小的信号波动，并因此在频域中具有较好的衰减性。因此，本发明的优选实施例比代表了用于相同的理论阻带的现有技术设计状态的升余弦具有更好的截断性能。
本发明包括这样一些实施例，这些实施例具有一些优于诸如升余弦滤波器这样的现有技术奈奎斯特滤波器之处。例如，本发明的优选实施例滤波器通过减少截断部分外的能量来减少截断误差的影响。这种衰减导致阻带中较低的能量电平。例如，与可比的升余弦滤波器相比，本发明的其中一个实施例已经显示可以提供频带外10dB的改进。换言之，频带外传送被减小了90％，具有显著的提高。
在通信系统中实施本发明的实施例可以增强系统性能。由于改进了频带外性能，相邻信道可以移得更近并且可以使用较少的保护频带。该特征能够使可用带宽更有效地使用。该效果同样可以在一个信道中的子信道中获得。
详细说明下面将详细讨论当前这些优选实施例的产生和使用。但是，应该理解，本发明提供了许多可应用的创造性概念，这些概念可体现于广范围的各种具体的内容。所讨论的这些特定实施例仅描述了特定的实现方式来形成和使用本发明，并不能局限本发明的范围。
首先将描述本发明的正交幅度调制(QAM)系统。将描述该系统的改进类的滤波器。然后讨论使用本发明滤波器的一系列其它应用。
图2示出了可用于本发明滤波器的QAM系统框图。由方框102和104所示，该系统可用于模拟或数字数据的任一种，或这两种数据。如果传输的是诸如声音和/或视频的模拟信号，则它首先将被用低通滤波器(LPF)106滤波，然后由模拟-数字转换器(ADC)108转换为一个数字信号。该来自于数字源104、ADC 108或来自这两者的数字数据流然后在映射单元110中被映射成I(同相)和Q(正交)载波。这些步骤中的每一个在现有技术中都是公知的，因此在此不详细描述。为了获取有关这些方框的更多信息，可以参考W.T.Webb和L.Hanzo在1994年IEEE第3章第80-93页上发表的Modern QuadratureAmplitude Modulation，该文献在这里作为参考。图2和3改编于该文献。
将在奈奎斯特滤波器112和112′中滤波I和Q数据流。如下所述，本发明提供了与现有技术中的滤波器相比具有增强性能的奈奎斯特滤波器112。通常，奈奎斯特滤波器在码元点处具有带有等距离零交叉的脉冲响应。其结果，该滤波器消除了码元间干扰(ISI)。下面将提供对于改进的奈奎斯特滤波器的详细描述。
一旦产生并滤波了I和Q信号，就通过I-Q调制器114调制它们。该调制器114包括两个混频器116和118。如图所示，混频器116用于I信道而混频器118用于Q信道。调制器114使I和Q信道与从信号源120中产生的中频(IF)信号混频。I信道将同与载波同相的IF信号混频，而Q信道将同与载波相位反相90度的IF信号混频。该处理使这两个信号在使用正交载波的相同带宽内的单独信道中传输。
然后，通过调制器124将从调制器114输出的模拟信号频移到载波频率。在该优选实施例中，该载波频率是位于射频(RF)范围内，但是可以使用其它频率。本发明将等同地用于使用CDMA(码分多址)、TDMA(时分多路复用)系统中的任何一种、光学系统、HDTV(高清晰度电视)、有线系统以及其它系统。
返回图2，将RF信号经信道126传送到接收机中。该信道可以是无线的，例如RF无线通信。可替换地，该信道可以是一种电子连接或光学连接。
位于接收机处的解调器128通过将接收信号下混频为用于I-Q解调器130的IF从而解调该接收到的信号。该I-Q解调过程是与调制过程顺序相反地产生的。该信号被分为两个路径，每个路径中的信号被用相差90°的中频进行下混频。然后将这两个路径提供给奈奎斯特滤波器132和132′，它们可以是下面所描述的那种滤波器类型。
将奈奎斯特滤波器132和132′的输出提供给将该信号复原为数字数据流的去映射单元134。如果该原始数据是数字信号，则来自数字源104的数据应该在数字输出端136被复原。另一方面，如果原始信号是模拟信号，则通过数字-模拟转换器(DAC)138将来自去映射单元134的数字数据流复原为模拟形式。然后由低通滤波器140滤波该DAC 138的模拟输出，并将其提供给模拟输出142。可以再一次参考Webb和Hanzo文献以获得有关QAM系统的另外详细信息。
如上所述，奈奎斯特滤波器具有在采样点处带有等距离零交叉的脉冲响应，从而可以消除码间干扰(ISI)。图3a和3b示出了公知的奈奎斯特滤波器即升余弦滤波器的频率特性(图3a)和脉冲响应(图3b)。奈奎斯特表明有关fN和(-fN)的任何奇对称频域延展特性产生带有在正确的信号瞬间有单一值而在所有其它采样瞬间有零交叉的脉冲响应。通过将频域余弦形曲线的1/4周期去吻合一个理想(砖墙)的滤波器特性从而使该升余弦特性满足这些条件。
控制该升余弦滤波器的带宽的参数是跌落因子α。如果该理想低通滤波器带宽成倍则该跌落因子α是1(α=1)，即，在处于fN的理想砖墙滤波器的两倍带宽处(2fN)，阻带趋于零。如果α=0.5，则将导致1.5f的总带宽，等等。跌落因子α的值越低，则频谱就变得越紧凑，但是用于脉冲响应的时间就越长从而衰减为零。图3a和3b示出了三种情况，即，当α=0、α=0.5以及α=1.0的情况。
通过下列方程来定义确定频域中升余弦滤波器(NF升余弦(f)，其中f是频率)以及确定其相应的脉冲响应(nf升余弦(t)其中t是时间)的方程。
在许多通信系统中使用匹配滤波器，其目的是使信噪比最大。如图2所示，可以通过在发射机(滤波器112)和接收机(滤波器132)端包括奈奎斯特滤波器来实现匹配的滤波效果。由于提供了两个滤波器，因此，其中每个在频域都具有奈奎斯特函数的均方根特性。以这种方式，当考虑到这两个滤波器效果时，将可以获得所需的奈奎斯特特性。换言之，两个匹配滤波器在频域中的乘积等效于奈奎斯特滤波器的频域表达。下列方程提供了公知升余弦滤波器的频域以及脉冲响应的均方根形式。 nfSqrt-RC(t)=4απT{cos[(1+α)πtT]+Tsin[(1-α)πt/T]4αt}[1-(4αtT)2]]]>使用适应奈奎斯特的并能平滑过渡到频域中阻带的滤波器可以获得频谱效果。图4示出了频域中奈奎斯特滤波器的三个近似区域。区域Ⅰ构成了不衰减的通频带。区域Ⅱ代表过渡带，区域Ⅲ代表阻带。通过相对于保持连续的频率的导数来检测滤波器的平坦度。特别地，为了获得一个好的滤波器性能，该滤波器在位于过渡带和阻带区域(Ⅱ和Ⅱ)之间点处以及在位于通频带和过渡带(Ⅰ和Ⅲ)之间的点处应该是平滑的。升余弦均方根在这两个点处的一阶导数是不连续的。
如果频率响应平滑并可连续微分，则时域响应的包络就衰减得更快。不幸地是，当采用均方根时，升余弦滤波器的频率响应是非理想的。特别地，当采用升余弦滤波器的均方根时，其一阶导数在区域Ⅱ和Ⅲ的边界处不连续。其结果，频域曲线在阻带处不趋于平滑，这如同在升余弦中的情况(参见图3a)。取而代之，该曲线在趋于阻带时变得尖锐。频域中的不连续可以导致在时域中较长持续时间的较高的尖峰。
图4可用于说明这个概念。如上所述，所示的奈奎斯特滤波器(现有技术中的或本发明的任一个)被分成三个区域。区域Ⅰ是通频带，区域Ⅱ是过渡带而区域Ⅲ是阻带。标为405和410的位于区域之间的过渡点是最大关注点，这是由于通过这些点处的不同方程来定义频域响应的函数形式。本发明优选实施例的一个目标是该滤波器函数在奈奎斯特滤波器和奈奎斯特形式的均方根中不仅是连续的而且是平滑的(即，至少在一阶导数中连续)。
本发明提供了与公知的升余弦滤波器相比具有更好阻带性能的奈奎斯特滤波器。当使用均方根形式时，本发明优选实施例的奈奎斯特滤波器在阻带处趋于平滑。换言之，该函数的一阶导数是连续的。该性能使得与公知的升余弦滤波器相比在一些延迟处的截断具有较小的能量损耗。
在该优选实施例中，改进的奈奎斯特滤波器将满足两个条件。首先，该滤波器将满足奈奎斯特判据，即，频域中将具有关于截止频率(fN)的奇对称。其次，该滤波器的频域均方根形式将至少在一阶导数处连续，最好是在所有点处连续。在本发明的滤波器子级中，所有导数将在所有点处连续。在典型应用中，所有的较高阶导数都将为零。
很多滤波器满足用于本发明的优选实施例滤波器级的条件。这些例子包括当其微分可写成带有阻带π/2(1+α)的以下形式时的所有符合奈奎斯特的函数F′(ω)=f′(ω)cos{π2sin(π2sin(|ω|-πT))}cos[T2α(|ω|-πT)]]]>这里，所有阶的导数都在给出零的阻带处平滑(使用用于微分的乘积法则)。如同将要在下面详细描述的那样，这种函数的优选例子是复合正弦和余弦函数。其它函数形式也可以满足该条件。
改进的奈奎斯特滤波器的第一个例子具有由复合正弦函数定义的频域。特别地，由下列方程来提供该优选滤波器的这个频率特性NF=T，当|ω|≤πT(1-α)]]>时NF=T2(1-sin{π2sin[π2α(|ω|-π2)]}),]]>当πT(1-α)≤|ω|≤πT(1+α)]]>时NF=0，当πT(1+α)≤|ω|]]>时由下列方程给出该频域的均方根。NF=T,]]>当|ω|≤πT(1-α)]]>时NF=T2(1-sin{π2sin[T2α(|ω|-πT)]})1/2]]>当πT(1-α)≤|ω|≤πT(1+α)]]>时NF=0,]]>当πT(1+α)≤|ω|]]>时该方程是通过升余弦频域函数开始的并采用π/2乘以该升余弦函数的正弦项来作为第二正弦函数的参数，从而推导出的。因此，由于它包括一个正弦函数的正弦，因此该频率特性是一个复合函数。由于当该均方根形式被微分时，可以采用该变型，因此，该频域函数在阻带处平滑。由于该函数和其一阶导数连续，因此该函数在频域中向上连续并且包括该一阶导数。
通过翻转该频率函数可以导出时间响应。这是通过采用频率函数的理论上的傅立叶变换来实现，并导致了下列响应nf(t)=1π(πsinc(tT)cos(παtT)+2(2α)2(tT)sin(πtT)cos(παtT))]]>Σm=1∞(-1)m+1J2m-1(π2)[1(2m-1)2-(2αtT)2])]]>可以将奈奎斯特滤波器的均方根的脉冲响应表示为nf=sqrt(t)=1-αT(1-22J0(π4))sinc(tT(1-α))+22TJ0(π4)(1+α)sinc(tT(1+α))]]>+(2α)222πT(tT)sin(πtT)cos(παtT)Σm=1∞(-1)m+1J2m-1(π4)[(2m-)2-(2αtT)2]]]>+α222Tπ(tT)cos(πtT)sin(παtT)Σm=1∞(-1)m+1J2m(π4)[m2-(αtT)2]]]>
应该注意到，对该频域函数的数学逆运算将导致无限项。但是，这不是问题，因为较高项衰减得很快。实际上，仅使用前几项就可以计算该波形。
从上述方程可以看出，该脉冲响应包括Bessel函数J(x)。在数字计算系统中，可以以与其它诸如正弦函数这样的任何一个函数相同的方式来推导出这些函数。其结果是，与其它任何一种滤波器相比，本发明不再难于实现。
在该优选实施例中，将奈奎斯特滤波器实现为一个数字滤波器。因此，可以仅计算脉冲响应方程一次，并将结果存储在一个查询表中。其结果，其计算复杂这个事实没有什么损害。由于该方程可以脱机计算，因此，如果该方程耗费时间也没有什么负面影响。当然，如果这样设计系统的话，该事实并不阻止实时计算该脉冲响应。
在图5中描述了第一实施例滤波器的性能特性以及来自升余弦滤波器均方根的曲线，其中α=0.17以及α=0.2。这些曲线中的每一个都采用均方根形式。这些曲线来自于如同在待审的申请序列号为No.09/295660(COM-002)中所描述系统的模拟。在那个系统中，对于升余弦滤波器而言，跌落因子α=0.17被发现是优选的。如同图5所证明的，新奈奎斯特滤波器的性能在阻带处被改进了，即，该阻带位于该信道理想带宽的外部。如图所示，当截断到8个码元期间时，本发明的滤波器在阻带处具有低于10dB的传输。这表示了显著的提高。
改进的阻带性能有利于通信系统，这是因为它使得信号在相邻频率信道中变得更为紧密地适配于频谱。它还可以容易地满足对于给定信道所需的发射屏蔽。这些屏蔽需要通常是由规定的机构、诸如美国的联邦通信委员会这样的机构授权的，并且定义了可以被允许在给定信道外的信号电平。
此外，该滤波器最终在其尾部比升余弦滤波器具有较低的幅度阻尼振荡。这些新的滤波器级的特征在于通过比等效的升余弦滤波器尾部具有较快的尾部衰减而体现的时域特性。在该脉冲响应的一个给定时间延迟之后，与等效的升余弦滤波器最终进一步延迟到无穷大相比，这个新的奈奎斯特滤波器在较低幅度处振荡并继续以较低的幅度振荡。
图6a和6b示出了该新的奈奎斯特滤波器的典型脉冲响应(曲线610)以及公知的升余弦滤波器的脉冲响应。特别参考图6b，这个新的奈奎斯特滤波器在远离尖峰的时间处显示出较低的幅度电平。由于这些较低的幅度，由于截断而带来的较小的能量损耗，并因此在频域上将有较小的影响(并因此有在图5中所示的阻带改进)。在该优选实施例的滤波器中，在8个码元时间(例如在8T)延迟之后截断该时域，其中T是码元速率。
现在将描述本发明的第二个实施例。该滤波器显示了第一实施例滤波器的每个特性。即，该滤波器满足奈奎斯特判据，并对于所有一阶导数的值而言其均方根形式都是连续的。此外，该滤波器对于较高阶导数的所有值而言也是连续的。
可以用下列方程来表示该第二实施例滤波器的频域以及均方根频域方程 在图6c中示出了第一和第二实施例的均方根的逆运算形式(以及集中于尾部的图6d)。该第二实施例的逆运算是以数字方式执行的。这两个滤波器都有相同的理论上的阻带。该第二实施例显示了与第一实施例相关的性能，这如同第一实施例与升余弦滤波器相关。如图所示，该第一实施例在开始处比第二实施例具有较小的阻尼振荡。但是，如图6d所示，该第二实施例降低得更快从而在尾部给出较小的能量。该第二实施例比第一实施例更平滑地过渡到阻带。
已经描述了满足新奈奎斯特滤波器级条件的两个滤波器例子。其它函数形式也满足连续导数的条件，并且可考虑用于这种类型的滤波器。这些方程表达式可以包括双曲线正弦和余弦以及多项式。
该优选实施例的替换形式还可以包括过渡带的线性组合项。例如，可以通过将上述第一实施例的频域响应与上述第二实施例的频域响应相加来得出一个滤波器。这两个函数可以均匀或不均匀地加权。这些项可以每个都包括组合的不同数量的正弦项。带有如同下式的过渡带(图4中的区域Ⅱ)项以及相同均方根形式的滤波器，T2(1-1sin(α)(sin[αsinπ2sin(T2α(|ω|-πT))]))]]>其中a待定，并且这些项的线性组合可以设计得满足奈奎斯特判据。
如这里所述的这些滤波器可被用于各种应用。例如，这些滤波器可用于任何一种使用脉冲整形滤波器的系统中。数字通信系统提供这样一种例子。例如，本发明的滤波器可用于无线通信(蜂窝、GSM、微波、卫星)、有线通信(电话系统、有线调制解调器)、光学系统(数字电视/无线电、卫星)以及其它系统。
在这里全文引入作为参考的待审申请序列号为No.09/295660(COM-002)中描述了使用本发明滤波器的系统的一个例子。可使用本发明的奈奎斯特滤波器来替换在该系统中所包括的每个奈奎斯特滤波器。现在将描述有关图7-9的这个系统。
图7示出了一个典型无线电系统700。系统700可以是一个蜂窝电话系统、双向无线电发送系统、局部无线电话或无线电系统或类似系统。基站单元702可以经传输介质704与一个或多个终端单元706进行通信。传输介质704表示无线通信频谱。终端单元706可以是移动单元、便携式单元、或固定位置单元并且可以是单向或双向器件。尽管在该无线电系统700中仅示出了一个基站单元，但是，可以有两个或多个基站单元，以及与其它通信系统的互连，诸如公共切换电话网络、互联网以及类似网络。在该优选实施例中，该系统提供了全双工通信。但是本发明的这些教导同样适用于半工系统、单工系统以及时分双工以及其它双向无线电系统。
在下面的描述中提供了基站单元和终端单元的优选实施例的详细说明。图8a到8c提供了示范性基站单元702的一些主要部分的框图。本领域技术人员将注意到，略去了对于理解本发明所不需要的典型无线电发射机/接收机的一些组成元件。注意，下面描述的许多特性和函数可以在运行于数字信号处理器或微处理器或最好是两者的组合中的软件上实现。
图8a示出了运行于发射机模式的基站单元102的四个子信道结构。下面的解释将针对子信道A，尽管这些教导也适用于其它子信道。子信道A包括“红”信号编码块802以及“蓝”信号编码块804。对于第一和第二时隙而言，“红”和“蓝”是任意指定的。在所述待审申请中提供了有关这些信号编码块的详细内容。对于当前目的，说明下列方面足够了信号编码块接收声音和/或数据信号、如果需要编码这些信号、组合控制信号、以及准备用于通往QAM调制器806的组合信号。
调制器806使用正交幅度调制(QAM)结构来调制接收到的信号，该正交幅度调制结构使用16点星座(constellation)。利用16点星座，每个码元被映射到表示四比特的星座上。在该优选实施例中，该信号被使用差分Gray代码算法来进行差分编码。这种结构的详细内容在本领域中是公知的。例如，可以参见Webb等人所著的ModernQuadrature Amplitude Modulation(1994年的IEEE杂志)。各种其它QAM技术在本领域中是公知的，这些技术包括星形QAM、平方QAM、以及相干QAM。另外，可以使用其它诸如Okunev编码或可用于替代Gray编码的Khvorostenko编码这样的编码技术。本发明的其它实施例可以包括其它本领域公知的调制技术，这些调制技术提供可用于足够数据速率(在优选实施例中是16kb/s)的调制，对于所需应用可带来可接受的信号品质(即，信噪比)。
-QAM调制信号的同相以及正交分量(由表示的这两个信号的单一线所表示的，如同由经过每个这样的信号通道的斜线所表示的那样)然后被传送到奈奎斯特滤波器108，该奈奎斯特滤波器提供了脉冲整形滤波器以便于限制被发送信号的总带宽。在该优选实施例中，该奈奎斯特滤波器工作于过采样速率的65倍，其目的是为了简化模拟图象滤波器。奈奎斯特滤波器108可以包括任何一种在该说明书中所讨论过的滤波器。
另外，信号在子信道补偿块810中乘以该信号要在其上被传送的子信道所需的补偿量。在该优选实施例中，用于子信道A的补偿将减去7.2kHz，用于子信道B的补偿减去2.4kHz，对于子信道C的补偿加上2.4kHz，对于子信道D的补偿将加上7.2kHz。
然后，在被传送到数字-模拟转换器814之前，QAM调制和滤波信号A与来自子信道B、C和D的调制和滤波信号在子信道求和器812中组合，在该数字-模拟转换器中，组合信号被转换为一个模拟信号。该信号然后被传送到射频电路中(未示出)，在那里，如同在现有技术中所公知的那样，该信号被调制为RF信号并放大以便于传输。
在该优选实施例中，使用数字信号处理器来实现该系统。在该实施例中，通过一个单个芯片来实现在标为“子信道A”的方框中的所有电路(以及其它子信道)以及子信道求和器812。实际上，可以将该芯片设计为通过将一个模拟-数字转换器(未示出)和数字-模拟转换器814集成在芯片上来处理输入和输出端的模拟信号。另外，在一些互连的集成电路芯片中可以分布这些功能。
在该优选实施例中，滤波器808的脉冲响应仅计算一次并存储在一个查询表中，该查询表可以例如位于数字信号处理器芯片上的EEPROM中。然后，以与任何一种公知技术中的有限脉冲响应(FIR)滤波器相同的方式来实现该滤波器。
图8b和8c示出了工作于接收机模式的基站单元102。图8b提供了一种高电平四子信道结构的框图。通过射频(RF)接收电路(未示出)来接收来自终端单元的信号。A/D转换器840接收来自RF接收电路的信号并将其转换为一个数字信号，该数字信号被馈送到每个四个子信道844、845、846以及847中。
图8c示出了图8b中的子信道A844的详细结构。应该注意，所示这些内容也同样分别适用于子信道B845、C846、D847。在复数乘法器850中，从输入信号中去掉对应于该特定子信道的频率补偿(+/-2.4kHz或+/-7.2kHz)。然后由奈奎斯特匹配滤波器852的均方根来将该信号进行频率复用。再次强调，匹配滤波器852可以是这里讨论过的滤波器中的任何一种。
该滤波器信号被传送到码元同步块854，在其中计算其中不存在(或为最小)码间干扰信号的合适的采样点。通过计算所经历时间范围内的采样点幅度以及选择最高能量点(对应于同步的码元采样点)来实现该计算过程。执行幅度跟踪(块858)以便于通过判定所检测到的信号幅度变化是基于想要信号信息的还是基于由于干扰所导致的信号衰减从而消除来自差分解码器的信道影响。基于该判定，修改门限值以适应变化的输入信号品质，通过该门限值考虑输入脉冲是位于QAM星座外侧环还是内侧环中(逻辑“1”或“0”)。
基于由幅度跟踪器858所提供的信息，在衰减查找器块859中计算一位是处于误差中的可能性。在块861将判定是具有高风险出错位的块作为“处于风险中”位而被做上标记。“处于风险”位信息被向前馈送到红或蓝信号解码块866和869中合适的一个，并且由解码块的误差修正处理来使用该信息。码元同步块854还将信息馈送到下面要讨论的相位跟踪器860。
调制信号被从幅度跟踪器858馈送到QAM调制器/解调器864中，其中在被传送到合适的红或蓝信号解码路径之前，该信号被解调为基带信号。注意，在图8c中，对用于从奈奎斯特滤波器852到红/蓝解码块路径的每个元件，仅示出了一种功能块。实际上，存在两个完全相同的路径，每个都用于红和蓝信号。在自动频率控制卡862和复数乘法器850之间的反馈路径中提供了一个结果红/蓝多路复用器863。这是因为不同的频率修正因子将被用于判定输入的红和蓝信号。当接收到所希望的信号(红或蓝)时，这个合适的修正因子必须被馈送到复数乘法器中。在相位跟踪器860和AFC块862中提供有频率控制。
图9a和9b中提供了终端单元的详细内容。如上所述，下面的讨论提供了另外的详细内容，并且与对基站单元的说明相关，并且这两个单元使用用于声音编码、信号处理、以及调制的相同的方案。图9a示出了作为一个发射机的终端单元构成框图。在扩音器902中接收到终端用户的音频输入，并经编解码器903将其传送到声音合成器904中。如同参考图8b所讨论的那样，声音合成器904提供编码、压缩以及正向纠错功能。然后该信号以及来自块906的控制以及同步位被传送到TDM格式器908中。来自声音合成器904以及控制和同步块906的合成信号在TDM格式器块908中被上转换以便于将数据速率加倍。然后该信号被传送到信道编码器910中，在那里，控制和同步信息被加到该信号中，并且使这些位交错以便于被传送信号较少受噪声影响，如同在现有技术中所公知的那样。
在块912中使用QAM调制(如上所述)来调制该信号，如同参考图8a到8c所描述的那样。
QAM调制信号的同相以及正交分量然后被传送到能提供脉冲整形滤波器以限制该传送信号总带宽的奈奎斯特滤波器914中。在该优选终端单元实施例中，该奈奎斯特滤波器工作于过采样速率的65倍速率，以便于简化模拟图象滤波器。奈奎斯特滤波器914可以是任何一种这里讨论过的滤波器，并且可以与来自基站单元的相应滤波器匹配。
在经过奈奎斯特滤波器914之后，该信号乘以传送该信号的子信道所需的频率补偿(上述的复合乘法器)。由子信道补偿块926来提供补偿信号，该子信道补偿块926基于从基站单元接收到的指令或基于在终端单元的非易失性存储器内存储的预编程指令来选择子信道补偿。
注意，对于该终端单元仅需要一个单个的QAM调制器。这是因为该终端单元在任何一个给定时间仅在一个子信道中传送，这与同时在整个子信道传送的基站单元相反。
同相信号被馈送到D/A转换器916中，正交分量被馈送到D/A转换器918中，在该转换器918中，信号被转换为模拟信号。滤波器920和922以奈奎斯特速率滤波频谱图象。最后，这些信号被馈送到I&Q调制器924，在那里，在被传送到RF发射电路(未示出)之前，这些信号被调制到射频。
图9b示出了其功能相当于接收机的终端单元。由RF接收电路930接收来自基站单元或另一个终端单元的信号，在那里，在被传送到A/D转换器以及用于同相分量的混频器933和用于正交分量的混频器934之前，该RF信号被下变换并滤波。还是在这点上，通过在所接收到的信号中混入与补偿信号互补的信号，从该信号分量中消除与该子信道选择有关的频率补偿。由块926所示，由子信道频率补偿控制信息，并且根据该终端单元正在接收的子信道来确定这个互补的补偿信号。该数字信号然后在解调器932中被解调为一个实际的二进制信号。然后在块944和946中使用Viterbi解码方法来解码该二进制信号。然后该信号在时域中被去复用，其中在被转换为一个模拟信号并由扬声器或相同的终端用户接口(未示出)再现或在被显示在诸如LCD显示这样的终端用户接口的情况之前，数据速率从16kb/s减少为8kb/s。注意，在任何一个给定时间仅使一个时隙950或952有效。
如图8c的块860和862以及图9b的块940所示，还提供了连续精确的频率控制。在块938中提供了时隙和码元同步。
已经参考所示附图
描述了本发明，但该说明并不具有限制的含义。对于本领域技术人员而言，在参考该说明书的基础上，各种变型以及所示实施例的组合、以及本发明的其它实施例都是显然的。因此，本发明意图是后附权利要求包含了任何一种所述变型或实施例。
权利要求
1．一种产生用于在通信系统中传输的数字数据的方法，该方法包括为要传输的信号确定一个数字值；通过将该数字值与一个截断的脉冲响应组合来为采样串中的每个采样确定一个幅度，该截断脉冲响应对应于频域响应的均方根，该频域响应满足奈奎斯特判据，并且其中该频域响应的均方根有在所有点上连续的一阶导数；以及用基于采样串的随时间可变的幅度来产生一个发射信号，该发射信号具有一个非无限的时间持续过程。
2．根据权利要求1的方法，其中该频域响应包括一个复合正弦函数。
3．根据权利要求2的方法，其中由下列方程表示频域响应NF(ω)NF(ω)=T，当|ω|≤πT(1-α)]]>时NF(ω)=T2(1-sin{π2sin[T2α(|ω|-πT)]}),]]>当πT(1-α)≤|ω|≤πT(1+α)]]>时NF(ω)=0，当πT(1-α)≤|ω|]]>时其中，ω是频率，T是码元间的时间周期，α是跌落因子。
4．根据权利要求2的方法，其中由下列方程表示频域响应(NF) 其中，ω是频率，T是码元间的时间周期，α是跌落因子。
5．根据权利要求1的方法，其中该频域响应是奈奎斯特依从函数，其微分可写成下列形式F′(ω)=f′(ω)cos{π2sin(T2α(|ω|-πT))}cos[T2α(|ω|-πT)]]]>其中，ω是频率，T是码元间的时间周期，α是跌落因子。
6．根据权利要求1的方法，其中该频域响应包括从由双曲线正弦、双曲线余弦以及多项式所组成的组中选出的一个函数。
7．根据权利要求1的方法，其中由数字近似方法来推导出该频域响应。
8．根据权利要求1的方法，其中该频域响应的均方根具有无数个高阶导数，其中无限个高阶导数的每个在所有点上连续。
9．在数字通信系统中被用作一个匹配滤波器的改进的奈奎斯特滤波器，该滤波器的特征在于，该频域响应满足奈奎斯特判据，并且其中该频域响应的均方根具有在所有点上连续的一阶导数。
10．根据权利要求9的滤波器，其中该频域响应是奈奎斯特依从函数，其微分可写成下列形式F′(ω)=f′(ω)cos{π2sin(T2α(|ω|-πT))}cos[T2α(|ω|-πT)]]]>其中，ω是频率，T是码元间的时间周期，α是跌落因子。
11．根据权利要求9的滤波器，其中由下列方程表示频域响应NF(ω)NF(ω)=T，当|ω|≤πT(1-α)]]>时NF(ω)=T2(1-sin{π2sin[T2α(|ω|-πT)]}),]]>当πT(1-α)≤|ω|≤πT(1-α)]]>时NF(ω)=0，当πT(1-α)≤|ω|]]>时其中，ω是频率，T是码元间的时间周期，α是跌落因子。
12．根据权利要求9的滤波器，其中由下列方程表示频域响应NF(ω) 其中，ω是频率，T是码元间的时间周期，α是跌落因子。
13．一种通信设备，包括数字信号源；脉冲整形滤波器，其被连接以接收来自模拟-数字转换器的数字数据，该脉冲整形滤波器特征在于，其频域响应满足奈奎斯特判据，并且其中该频域响应的均方根有在所有点上连续的一阶导数，该脉冲整形滤波器具有对应于频域响应均方根的脉冲响应；以及调制器，其被连接用来接收来自该脉冲整形滤波器的信号。
14．根据权利要求13的设备，进一步包括连接于数字信号源和脉冲整形滤波器之间的映射单元。
15．根据权利要求14的设备，其中该映射单元包括一个正交调幅单元，并产生I数据流和Q数据流，I数据流被输入到脉冲整形滤波器中，而Q数据流被输入到第二脉冲整形滤波器中。
16．根据权利要求14的设备，其中该映射单元和脉冲整形滤波器被集成在单个芯片上。
17．根据权利要求13的设备，其中该数字数据源包括一个模拟-数字转换器。
18．根据权利要求13的设备，其中用存储在一个存储器阵列中的查询表来实现脉冲整形滤波器。
19．根据权利要求13的设备，进一步包括连接在脉冲整形滤波器和该调制器之间的数字-模拟转换器。
20．根据权利要求13的设备，其中该频域响应是奈奎斯特依从函数，其微分可写成下列形式F′(ω)=f′(ω)cos{π2sin(T2α(|ω|-πT))}cos[T2α(|ω|-πT)]]]>其中，ω是频率，T是码元间的时间周期，α是跌落因子。
21．一种用于存储滤波器脉冲响应的查找表的存储设备，其中该滤波器特征在于该频域响应满足奈奎斯特判据，并且其中该频域响应的均方根具有在所有点上连续的一阶导数。
22．根据权利要求21的设备，其中该频域响应是奈奎斯特依从函数，其微分可写成下列形式F′(ω)=f′(ω)cos{π2sin(T2α(|ω|-πT))}cos[T2α(|ω|-πT)]]]>其中，ω是频率，T是码元间的时间周期，α是跌落因子。
23．根据权利要求21的设备，其中将该存储设备集成在与数字信号处理器核心相同的集成电路上。
全文摘要
可以在数字式通信系统中将一种改进的奈奎斯特滤波器用作匹配滤波器。该滤波器的特征在于,其频域响应满足奈奎斯特判据并且其频域响应均方根具有在所有点上连续的一阶导数。在另一个实施例中,对于较高阶导数而言,该频域响应的均方根在所有点上连续。
文档编号H04L25/03GK1302499SQ00800686
公开日2001年7月4日 申请日期2000年4月18日 优先权日1999年4月28日
发明者罗伯特·约瑟夫·麦卡蒂 申请人:康斯贝斯公司