专利名称：偶次高次谐波混频器的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线通信系统的收发装置中使用的偶次高次谐波混频器，具体地说，涉及不仅变换高频信号的频率，而且适用于数字无线通信系统常用的高斯最小频移键控(GMSK)、正交相移键控(QPSK)或正交调制(QAM)等的调制方式中使用的正交调制器和正交解调器的偶次高次谐波混频器。
以下说明其操作。
图1所示偶次高次谐波混频器作为接收信号用混频器操作时，高频信号(RF信号)及本振波(LO波)通过RF端子7及LO端子8施加到多路信号分离电路3。施加在RF端子7上的RF信号经由多路信号分离电路3的HPF 4输入到APDP 2。这时，用BPF 5阻止RF信号向LO端子8泄漏。另外，施加在LO端子8上的LO波经由BPF 5输入到APDP 2。这时，用HPF 4阻止LO波向RF端子7泄漏。从施加于APDP 2的RF信号及LO波产生中频信号(IF信号)。产生的IF信号经由LPF 6输出到作为输出信号端子的IF端子9。这时，用LPF6阻止RF信号及LO波。
图1所示偶次高次谐波混频器作为发送信号用混频器操作时，IF信号及LO波通过IF端子9及LO端子8施加到多路信号分离电路3。施加在IF端子9上的IF信号经由LPF 6输入到APDP 2。这时，用HPF 4阻止IF信号向RF端子7泄漏。另外，用BPF 5阻止IF信号向LO端子8泄漏。并且，施加在LO端子8上的LO波经由BPF 5输入到APDP 2。这时，用HPF 4阻止LO波向RF端子7泄漏。APDP 2从输入的IF信号及LO波产生RF信号。产生的RF信号经由HPF 4输出到作为输出信号端子的RF端子7。
以下说明频率变换的操作。
图2表示构成偶次高次谐波混频器的APDP 2的电压和电流的关系。由于第一及第二二极管1a、1b并联且极性相反，所以，施加电压为负时电流流过第一二极管1a，施加电压为正时电流流过第二二极管1b。流过各个二极管的电流通常由下式表示。
I＝Is*(exp(qV/KT)-1) (1)这里，Is是饱和电流，q是电荷，V为施加电压，k是玻尔兹曼常数，T为绝对温度。式(1)表示的电流具有这样的特性，在施加电压V的值达到Vt之前几乎不流通，而超过Vt后则急剧增大。从而，如图2所示，由第一及第二二极管1a、1b形成的APDP 2可以看成仅仅在V＞Vt或V＜-Vt的区域中电流的流动表现出直流特性的元件。这样，当向具有直流特性的APDP 2施加图3所示的振幅为Vp的LO波时，如图4所示，当LO波的振幅在-Vt到+Vt范围内时，电流不流过任何一个二极管，当LO波的振幅超过+Vt或不足-Vt时，其中的一个二极管导通并流过电流。结果，如图5(a)所示，APDP 2中，每半个周期流过相反相位的低频电流，并且每半个周期由下式表示的APDP 2的电导g增大，如图5(b)所示。
g＝|dI/dV|图5(b)意味着电导g以LO波的2倍频率进行变化。实际上，如果对电导的波形进行傅立叶分析，则具有LO波的2倍周期的项的系数值变大。这样，使用APDP 2的偶次高次谐波混频器可以输出LO波的二次谐波和输入信号的混合波。
图1所示传统的偶次高次谐波混频器可以用具有RF信号的期望频率的一半频率的LO波进行操作。从而，以上述文献为代表的大多数公开文献中，偶次高次谐波混频器适用于微波、特别是毫米波的收发机，由于偶次高次谐波混频器能够将LO波的频率减半，因而期望能够获得降低收发机成本的效果。
但是，这种使用APDP 2的偶次高次谐波混频器在其结构上会有这样的问题，输入信号和输出信号之比即变换增益会随着LO波功率的变动而发生很大的变化。图6(a)为将施加的LO波的振幅设定在最佳值以下时，图6(b)为设定在最佳值时，图6(c)为设定在最佳值以上时，分别流过APDP 2的电流的曲线图。如图6(a)所示，LO波的振幅设定在最佳值以下时，由于LO波的振幅不足，不能获得充分的电导，混频器操作时的变换增益显著降低。如图6(b)所示，当施加最佳振幅的LO波时，可以获得充分的变换增益。如图6(c)所示，当施加最佳振幅以上的LO波时，流过APDP 2的电流的波形形成与LO波大致同一周期的正弦波。因而，该电导的傅立叶级数中，具有LO波的2倍周期的项的系数变小，作为期望的混合波的LO波的二次谐波和输入信号的混合波的电平降低，变换增益也降低。图7表示该变换增益的LO波功率依存性。从该图可以明白，在某一LO波功率时变换增益达到最大，而在其前后的LO波功率下变换增益降低。
另外，上述式(1)中的饱和电流Is是绝对温度T的函数，而且由于指数项内也包含T，因而二极管的直流特性具有温度依存性。图8是表示具有这种温度依存性的2个二极管通过极性相反地并联形成的APDP 2的直流特性的温度依存性的图。电流开始流动时的电压Vt随着温度的上升而减少。即，高温时电压变小，低温时电压变大。从而，如图9所示，变换增益的LO波功率依存性随温度而变化。从而，即使是同一LO波功率，变换增益也会随着温度的变化而不同。
由于传统的偶次高次谐波混频器如上所述构成，不得不在设计通信机时考虑变换增益的LO波功率依存性及温度依存性，因而导致产生附加成本的问题。另外，不仅供给偶次高次谐波混频器的LO波功率的电平会随部件的偏差等变化，而且当偶次高次谐波混频器本身的特性偏差重叠在一起时，会引起变换增益显著变化的问题。而且，由于低温时变换增益低，接收机中的噪音指数劣化、接收灵敏度降低，发射机不能获得期望的输出，高温时变换增益上升，信号电平增大，偶次高次谐波混频器的后段连同收发机都会出现发生畸变的问题。
本发明是为解决上述问题而提出的，其目的在于提供能够抑制由供给的LO波的振幅的变动及温度变化引起的变换增益的变动的偶次高次谐波混频器。
从而，由于与LO波的振幅及温度无关、能够保持流过各个二极管的电流大致恒定，因而能够抑制由LO波的振幅的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
本发明的偶次高次谐波混频器，第一串联部分具有与第一电阻串联的多个二极管，第二串联部分具有与第二电阻串联的多个二极管。
从而，能够获得良好的畸变特性。
本发明的偶次高次谐波混频器，第一串联部分具有与第一电阻并联的第一电容，第二串联部分具有与第二电阻并联的第二电容。
从而，由于施加于反并联二极管对的RF信号不通过第一电阻或第二电阻而通过第一电容或第二电容，因而能够抑制由与各个二极管串联的电阻引起的RF信号电平的降低。
本发明的偶次高次谐波混频器，将第一串联部分的第一电阻与第一二极管的阴极连接并且将第二串联部分的第二电阻与第二二极管的阳极连接，以便使反并联二极管对装置的一端连接到第一及第二电阻。所述偶次高次谐波混频器还具有一端与上述第一电阻及上述第一二极管的接点连接的第一电容和一端与上述第二电阻及上述第二二极管的接点连接的第二电容，通过上述第一电阻及第二电阻的接点进行IF信号的输入输出，上述第一及第二电容的另一端相互连接，在该接点施加LO波的同时，通过该接点进行RF信号的输入输出。
从而，不仅能够抑制由LO波功率的变动及温度变化引起的偶次高次谐波混频器的变换增益的变动，而且具有抑制由与各个二极管串联的电阻引起的RF信号电平的下降的效果。
本发明的偶次高次谐波混频器，将第一串联部分的第一电阻与第一二极管的阴极连接并且将第二串联部分的第二电阻与第二二极管的阳极连接，以便使反并联二极管对装置的一端连接到第一及第二电阻。上述第一串联部分具有与第一电阻并联的第一电容，上述第二串联部分具有与第二电阻并联的第二电容。所述偶次高次谐波混频器还具有一端与上述第一电阻及上述第一二极管的接点连接的第三电容和一端与上述第二电阻及上述第二二极管的接点连接的第四电容，通过上述第一电阻及第二电阻的接点进行IF信号的输入输出，上述第三及第四电容的另一端相互连接，在该接点施加LO波的同时，通过该接点进行RF信号的输入输出。
从而，不仅能够抑制由LO波功率的变动及温度变化引起的偶次高次谐波混频器的变换增益的变动，而且具有抑制由与各个二极管串联的电阻引起的RF信号电平降低的效果。
本发明的偶次高次谐波混频器，将第一串联部分的第一电阻与第一二极管的阴极连接并且将第二串联部分的第二电阻与第二二极管的阳极连接，以便使反并联二极管对装置的一端连接到第一及第二电阻，并且上述第一串联部分具有与第一二极管的阳极连接的第一电容，而上述第二串联部分具有与第二二极管的阴极连接的第二电容。所述偶次高次谐波混频器还具有一端与第一二极管的阳极连接的第三电阻和一端与第二二极管的阴极连接、另一端与上述第三电阻的另一端连接的第四电阻，并且具有一端与上述第一电阻及上述第一二极管的接点连接的第三电容和一端与上述第二电阻及上述第二二极管的接点连接的第四电容，通过上述第一电阻及第二电阻的接点进行IF信号的输入输出，上述第三及第四电容的另一端相互连接，在该接点施加LO波的同时，通过该接点进行RF信号的输入输出。
从而，不仅能够抑制由LO波功率的变动及温度变化引起的偶次高次谐波混频器的变换增益的变动，而且具有抑制由与各个二极管串联的电阻引起的RF信号电平下降的效果。
本发明的偶次高次谐波混频器，将第一串联部分的第一电阻与第一二极管的阴极连接并且将第二串联部分的第二电阻与第二二极管的阳极连接，以便使反并联二极管对装置的一端连接到第一及第二电阻，并且上述第一串联部分具有与第一二极管的阳极串联的第三电阻和与该第三电阻并联的第一电容，上述第二串联部分具有与第二二极管的阴极串联的第四电阻和与该第四电阻并联的第二电容。所述偶次高次谐波混频器还具有一端与上述第一电阻及上述第一二极管的接点连接的第三电容和一端与上述第二电阻及上述第二二极管的接点连接的第四电容，通过上述第一电阻及第二电阻的接点进行IF信号的输入输出，上述第三及第四电容的另一端相互连接，在该接点施加LO波的同时，通过该接点进行RF信号的输入输出。
从而，不仅能够抑制由LO波功率的变动及温度变化引起的偶次高次谐波混频器的变换增益的变动，而且具有抑制由与各个二极管串联的电阻引起的RF信号电平下降的效果。
本发明的偶次高次谐波混频器，将第一串联部分的第一电阻与第一二极管的阴极连接并且将第二串联部分的第二电阻与第二二极管的阳极连接，以便使反并联二极管对装置的一端连接到第一及第二电阻，并且上述第一串联部分具有与上述第一电阻并联的第一电容和与上述第一二极管的阳极串联的第三电容，而上述第二串联部分具有与上述第二电阻并联的第二电容和与上述第二二极管的阴极串联的第四电容。所述偶次高次谐波混频器还具有一端与第一二极管的阳极连接的第三电阻和一端与第二二极管的阴极连接、另一端与上述第三电阻的另一端连接的第四电阻。
从而，不仅能够抑制由LO波功率的变动及温度变化引起的偶次高次谐波混频器的变换增益的变动，而且能够抑制由与各个二极管串联的电阻引起的RF信号电平下降的效果。
图2是表示传统的偶次高次谐波混频器使用的APDP的直流特性的图。
图3是表示施加于APDP的LO波的波形的图。
图4是表示施加于APDP的LO波的波形与流过APDP的电流波形的关系的图。
图5是表示流过APDP的二极管的电流波形及二极管的电导的时间变化的图。
图6是表示施加的LO波的振幅设定在最佳值以下、设定在最佳值时以及设定在最佳值以上时，分别流过APDP的电流的波形的图。
图7是表示传统的偶次高次谐波混频器的变换增益的LO波功率依存性的图。
图8是表示传统的偶次高次谐波混频器使用的APDP的直流特性的温度依存性的图。
图9是表示传统的偶次高次谐波混频器的变换增益的LO波功率依存性随温度变化而变动的图。
图10是表示本发明实施例1的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图11是表示本发明实施例1的偶次高次谐波混频器使用的APDP的直流特性的图。
图12是表示本发明实施例1的偶次高次谐波混频器的变换增益的LO波功率依存性的图。
图13是表示本发明实施例1的偶次高次谐波混频器使用的APDP的直流特性的温度依存性的图。
图14是表示本发明实施例1的偶次高次谐波混频器的变换增益的LO波功率依存性随温度变化而变动的图。
图15是表示本发明实施例1的一个变型例的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图16是表示本发明实施例1的另一个变型例的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图17是表示本发明实施例1的偶次高次谐波混频器使用的APDP的另一个例子的结构的概略电路图。
图18是表示本发明实施例1的偶次高次谐波混频器使用的APDP的另一个例子的结构的概略电路图。
图19是表示本发明实施例1的偶次高次谐波混频器使用的APDP的另一个例子的结构的概略电路图。
图20是表示本发明实施例2的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图21是表示本发明实施例3的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图22是表示本发明实施例3的偶次高次谐波混频器使用的APDP中的RF信号流的图。
图23是表示本发明实施例3的一个变型例的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图24是表示本发明实施例4的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图25是表示本发明实施例4的偶次高次谐波混频器使用的APDP中的RF信号流的图。
图26是表示本发明实施例4的一个变型例的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图27是表示本发明实施例5的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图28是表示本发明实施例5的一个变型例的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图29是表示本发明实施例6的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图30是表示本发明实施例6的一个变型例的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图31是表示本发明实施例7的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图32是表示本发明实施例7的一个变型例的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图33是表示本发明实施例8的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
图34是表示本发明实施例8的一个变型例的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。
另外，3是多路信号分离电路，4是多路信号分离电路3所包含的、其一端连接到RF端子7的高通滤波器(HPF)，5是多路信号分离电路3所包含的、其一端连接到HPF 4的另一端及APDP 11的一端、另一端连接到LO端子8的带通滤波器(BPF)，6是多路信号分离电路3所包含的、其一端连接到HPF 4、BPF 5及APDP 11的一端、另一端连接到IF端子9的低通滤波器(LPF)。另外，APDP 11的另一端接地。
以下说明其操作。
图11是表示常温时APDP 11的端子电压与电流关系的图。以下参照图11说明实施例1的偶次高次谐波混频器的操作。与与现有技术的APDP相同，表现出在APDP 11的端子之间施加的电压V的值达到Vt之前几乎没有电流流过APDP 11，而超过Vt后电流急剧增大的特性。从而，如图11所示，本实施例1的APDP 11可以看成是表现出仅仅在V＞Vt或V＜-Vt的区域中电流才流动的直流特性的元件。但是，随着APDP 11的端子电压的增大，流过APDP 11的电流的增加率比传统的APDP 2小，即使端子电压有一些变化，流过APDP 11的电流的变化也非常小。即，与LO波的振幅和温度无关，流过各个二极管的电流可以大致保持恒定，因而能够抑制电导的变动。从而，向具有这种直流特性的APDP 11施加LO波的情况下，能够抑制由LO波功率的变动和温度变化引起的变换增益的变动。
图12是表示向将图10所示第一及第二二极管1a、1b分别与第一及第二电阻10a、10b串联构成的APDP 11施加的LO波的功率和变换增益的关系的图。与图11所示的直流特性相同，向APDP 11施加的LO波的功率超过阀值后变换增益急剧增大，当LO波的功率达到所定的值Po时变换增益达到最大值，超过值Po后LO波的功率虽然继续增大，但是变换增益慢慢变小。这样，当LO波的功率超过所定的值Po时，相对于LO波的功率变动，本实施例的APDP 11的变换增益表现出变动小的LO波功率依存性。从而，能够抑制由LO波功率的变动引起的变换增益的变动。
以上说明了LO波功率的依存性，但是本发明也能够抑制由温度变化产生的直流特性的变动引起的变换增益的变动。图13同时表示APDP在常温、高温、低温下的直流特性。如上所述，随着APDP 11的端子电压的增大，流过APDP 11的电流的增加率比传统的APDP 2小，即使端子电压有一些变化，流过APDP 11的电流的变化也非常小。从而，即使温度变化，如果施加相同的端子电压，流过APDP 11的电流几乎不变。图14是表示APDP 11的变换增益的LO波功率依存性随温度变化而变动的图。如图所示，虽然随着温度变化多少有一些变动，但是当施加预定值Po以上的LO波功率时，相对温度变化的变换增益的变动变得非常小。
如上所述，根据本实施例1，能够抑制由施加于偶次高次谐波混频器的LO波功率的变动和温度变化引起的变换增益的变动。
如下所述，上述实施例1可以有很多变型例。
图15是表示本发明实施例1的一个变型例的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。该变型例的偶次高次谐波混频器是短截线多路分离混频器，图中与图10所示具有相同符号的部分表示与实施例1的偶次高次谐波混频器的相同或相似的部分。另外，12是具有施加在偶次高次谐波混频器上的LO波的1/4波长的电长度的终端开路线，13是具有所述LO波的1/4波长的电长度的终端短路线。
图15所示的短截线多路分离混频器用于IF信号的频率比LO波的频率低的情况。相对于LO波的频率，从终端短路线13与APDP 11的接点A看，终端短路线13可以看成开路，而从终端开路线12与APDP11的接点B看，终端开路线12可以看成短路。从而，施加于LO端子8的LO波经由APDP 11流向终端开路线12。另外，由于IF信号的频率比LO波的频率低，RF信号的频率变成LO波的频率的大约2倍。因而，相对于RF信号的频率，从终端短路线13与APDP 11的接点A看，终端短路线13可以看成短路，而从终端开路线12与APDP11的接点B看，终端开路线12可以看成开路。从而，施加于RF端子7的RF信号经由APDP 11流向终端短路线13。
该变型例中，由第一及第二电阻10a、10b和分别与它们串联的第一及第二二极管1a、1b构成的APDP 11的直流特性也不显著依存LO波功率的变动及温度变化，因而能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
上述说明中假定IF信号是不平衡信号，但是该实施例1不局限于此，也适用于IF信号是平衡信号的情况。图16是表示根据本发明实施例1的另一个变型例、用以输入输出平衡信号的IF信号的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。图中，40是设置在APDP 11和接地电位之间、只允许RF信号和LO波通过的高通滤波器(HPF)，6b是一端连接到HPF 40和APDP 11的接点、另一端连接到用以输入输出反相的IF信号的反相IF端子9b的低通滤波器(LPF)。HPF 40也可以是仅仅由电容构成的简单电路。然后，平衡信号的IF信号及其反相信号分别通过IF端子9a及反相IF端子9b输出。这样构成的偶次高次谐波混频器中，APDP 11的直流特性同样也不随着LO波功率的变动及温度变化而显著变动，因而能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
图17是表示本发明实施例1的另一个变型例的APDP 11的结构的概略电路图。该变型例中，构成APDP 11的第一及第二二极管1a、1b的阳极分别与第一及第二电阻10a、10b连接。将该变型例的APDP11应用于偶次高次谐波混频器的情况下，也能够获得相同效果。即，能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
图18是表示本发明实施例1的另一个变型例的APDP 11的结构的概略电路图。该变型例中，第一二极管1a的阴极与第一电阻10a连接，第二二极管1b的阳极与第二电阻10b连接。将该变型例的APDP11应用于偶次高次谐波混频器的情况下，也能够获得相同效果。即，能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
上述实施例及变型例中，构成APDP 11的各个二极管连接有一个电阻，但是本发明不局限于此，也可以将多个电阻连接到各个二极管。图19是表示这种变型例的APDP 11的结构的概略电路图。该变型例中，构成APDP 11的各个二极管连接有两个电阻，分别连接到各个二极管的阳极和阴极。将该变型例的APDP 11应用于偶次高次谐波混频器的情况下，也能够获得相同效果。即，能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。实施例2图20是表示本发明实施例2的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。图中与图10所示具有相同符号的部分表示与实施例1的偶次高次谐波混频器的相同或相似的部分，故其说明从略。另外，图20中，1c是与第一二极管1a串联的第三二极管，1d是与第二二极管1b串联的第四二极管。这样，本实施例2的APDP 11将由串联(级联)的两个二极管1a、1c及与它们串联的第一电阻10a形成的第一串联部分，与由串联的两个二极管1b、1d及与它们串联的第二电阻10b形成的第二串联部分这样并联，使得二极管1a、1c与二极管1b、1d的极性相反。
以下说明其操作。
根据本实施例2的构成偶次高次谐波混频器的APDP 11的操作基本上与上述实施例1的APDP 11相同。因此以下只说明本实施例2的特征部分。
由于APDP 11的各个串联部分级联有两个二极管，因而施加于每个二极管的端子电压变成1/2。一般来说，二极管发生的畸变随着施加的端子电压的增大而非线性地增大。从而，与一个二极管的情况相比，可以抑制输入信号的电平变大时的畸变量。即，获得良好的畸变特性。
另外，不用说，使用上述构成的APDP 11的偶次高次谐波混频器也与上述实施例1一样，APDP 11的直流特性不会随着LO波功率的变动及温度变化而显著变动，因而能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
另外，构成APDP 11的各个串联部分级联的二极管不限于两个，也可以由分别级联有三个以上的二极管形成的两个串联部分构成APDP 11。该变型例可以进一步抑制输入信号的电平变大时的畸变量。实施例3图21是表示本发明实施例3的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。图中与图10所示具有相同符号的部分表示与实施例1的偶次高次谐波混频器的相同或相似的部分，以下省略其说明。另外，图21中，14a是和与第一二极管1a串联的第一电阻10a并联的第一电容，14b是和与第二二极管1b串联的第二电阻10b并联的第二电容。这样，本实施例3的APDP 11将由串联的第一二极管1a和第一电阻10a以及与该电阻10a并联的第一电容形成的第一串联部分，与由串联的第二二极管1b和第二电阻10b以及与该电阻10b并联的第二电容形成的第二串联部分这样并联，使得第一二极管1a与第二二极管1b的极性相反。
以下说明其操作。
以下说明假定RF信号及LO波分别施加于RF端子7及LO端子8，从IF端子9取出IF信号的接收用混频器。另外，根据本实施例3的构成偶次高次谐波混频器的APDP 11的操作基本上与上述实施例1的APDP 11相同。因此以下只说明本实施例3的特征部分。
图22是表示本发明实施例3的APDP 11中的RF信号流的图。偶次高次谐波混频器作为接收用混频器进行操作的情况下，不仅必须向APDP 11施加LO波，而且还必须施加RF信号。如果没有第一电容14a和第二电容14b(即，图10所示上述实施例1的情况)，当RF信号施加于APDP 11上时，与各个二极管串联的第一电阻10a或第二电阻10b产生电压降，结果，施加于各个二极管的RF信号的电压降低。从而导致变换增益的降低。
与此相比，在图22所示的本实施例3的APDP 11中，施加的RF信号在正周期时，RF信号不通过APDP 11中的第二电阻10b，而是通过第二电容14b。另一方面，施加的RF信号在负周期时，RF信号不通过APDP 11中的第一电阻10a，而是通过第一电容14a。结果，由于不会因为第一电阻10a或第二电阻10b产生电压降，所以不会导致变换增益的降低，能够抑制由偶次高次谐波混频器的LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
根据实施例3的偶次高次谐波混频器可以作为输入IF信号、输出RF信号及LO波的发送用混频器，在该情况下可以获得同样的效果。
如以下所示，上述实施例3可以有很多变型例。
上述说明中假定IF信号是不平衡信号，但是该实施例3不局限于此，也适用于IF信号是平衡信号的情况。图23是表示根据本发明实施例3的一个变型例、用于输入输出平衡信号的IF信号的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。图中，40是设置在APDP 11和接地电位之间、只允许RF信号和LO波通过的高通滤波器(HPF)，6b是一端连接到HPF 40和APDP 11的接点、另一端连接到反相IF端子9b的低通滤波器(LPF)。HPF 40也可以是仅仅由电容构成的简单电路。然后，平衡信号的IF信号及其反相信号分别通过IF端子9a及反相IF端子9b输出。这样构成的偶次高次谐波混频器中，APDP 11的直流特性同样也不随着LO波功率的变动及温度变化而显著变动，因而能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
实施例3的另一个变型例中，构成APDP 11的第一及第二二极管1a、1b的阳极既分别与第一及第二电阻10a、10b连接，又分别与第一电容14a及第二电容14b连接。将该变型例的APDP 11应用于偶次高次谐波混频器的情况下，也能够获得相同效果。即，能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
另外，实施例3的另一个变型例中，第一二极管1a的阳极与第一电阻10a及第一电容14a连接，第二二极管1b的阴极与第二电阻10b及第二电容14b连接。将该变型例的APDP 11应用于偶次高次谐波混频器的情况下，也能够获得相同效果。即，能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
另外，在实施例3的另一个变型例中，在第一二极管1a的阳极及阴极两边都连接电阻与电容的并联电路，在第二二极管1b的阳极及阴极两边都连接电阻与电容的并联电路。将该变型例的APDP 11应用于偶次高次谐波混频器的情况下，也能够获得相同效果。即，能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
而且，在上述实施例3及其变型例中，构成APDP 11的各个串联部分连接有一个二极管，但是并不限定二极管的数目，也可以将两个以上的二极管级联连接到构成APDP 11的各个串联部分。如上述实施例2所述，该变型例可以抑制输入信号的电平变大时的畸变量。
另外，第一电容15a和第二电容15b的另一端相互连接，该接点通过HPF 4连接到RF端子7，并通过BPF 5连接到LO端子8。另外，第一电阻10a与第二电阻10b的接点连接到IF端子9。第一电容15a和第二电容15b的电容值分别设定成能够使RF信号和LO波通过而阻止IF信号。
以下说明其操作。
以下说明假定RF信号及LO波分别施加于RF端子7及LO端子8，从IF端子9取出IF信号的接收用混频器。图25是表示本发明实施例4的APDP 11中的RF信号流的图。施加于APDP 11的RF信号通过第一电容15a或第二电容15b，输入第一二极管1a或第二二极管1b。从而，与实施例3相同，不会因为与各个二极管串联的电阻而发生RF信号的电压降。另一方面，由于第一电容15a和第二电容15b阻止直流电流，所以，由第一二极管1a及第一电阻10a构成的第一串联部分和第二二极管1b及第二电阻10b构成的第二串联部分所构成的并联电路与上述实施例1的APDP 11进行相同的操作。从而，在使用这样构成的APDP 11的偶次高次谐波混频器中，APDP 11的直流特性不随着LO波功率的变动及温度变化而显著变动，因而能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
而且，由于第一二极管1a或第二二极管1b产生的IF信号被第一电容15a和第二电容15b阻止，所以IF信号通过与第一电阻10a和第二电阻10b的接点连接的IF端子9输出。这时，由于第一电容15a和第二电容15b表现出来的阻抗分别比第一电阻10a和第二电阻10b的电阻值小，所以RF信号被第一电阻10a和第二电阻10b阻止而不能到达IF端子9。从而，不再需要以上所述实施例中必要的、只让IF信号通过的低通滤波器(LPF)。
根据实施例4的偶次高次谐波混频器可以作为输入IF信号、输出RF信号及LO波的发送用混频器，在该情况下也可以获得同样的效果。
如以下所示，上述实施例4可以有很多变型例。
上述说明中假定IF信号是不平衡信号，但是该实施例4不局限于此，也适用于IF信号是平衡信号的情况。图26是表示根据本发明实施例4的一个变型例、用以输入输出平衡信号的IF信号的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。图中，40是设置在APDP 11和接地电位之间、只允许RF信号和LO波通过的高通滤波器(HPF)，6b是一端连接到HPF 40和APDP 11的接点、另一端连接到反相IF端子9b的低通滤波器(LPF)。HPF 40也可以是仅仅由电容构成的简单电路。然后，平衡信号的IF信号及其反相信号分别通过IF端子9a及反相IF端子9b输入输出。根据该变型例的偶次高次谐波混频器与图16的偶次高次谐波混频器进行同样的操作，与图24所示相同，APDP 11的直流特性也不随着LO波功率的变动及温度变化而显著变动，因而能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
另外，构成APDP 11的各个串联部分连接的二极管不限定一个，也可以将两个以上的二极管级联连接到构成APDP 11的各个串联部分。如上述实施例2所述，该变型例可以抑制输入信号的电平变大时的畸变量。
另外，图27中，15a是一端连接到第一二极管1a的阴极与第一电阻10a的接点的第三电容，15b是一端连接到第二二极管1b的阳极与第二电阻10b的接点的第四电容。第三电容15a和第四电容15b的另一端相互连接，该接点通过HPF 4连接到RF端子7，并通过BPF5连接到LO端子8。第一电容14a和第二电容14b的电容分别设定成能够让IF信号通过，第三电容15a和第四电容15b的电容分别设定成能够让RF信号和LO波通过而阻止IF信号。
以下说明其操作。
以下说明假定RF信号及LO波分别施加于RF端子7及LO端子8，从IF端子9取出IF信号的接收用混频器。图24所示的上述实施例4中，IF信号通过第一电阻10a或第二电阻10b，从IF端子9输出。因而，会有IF信号因第一电阻10a或第二电阻10b而衰减的情况。与此相比，在实施例5中，由于第一电阻10a和第二电阻10b分别与第一电容14a和第二电容14b并联，并把第一电容14a和第二电容14b的电容分别设定成能够让IF信号通过，因而，IF信号不会因第一电阻10a和第二电阻10b而衰减，通过IF端子9输出到外部。
这样，流过APDP 11的各个串联部分的第一二极管1a或第二二极管1b的电流不会受第一电容14a和第二电容14b的影响，可以通过第一电阻10a或第二电阻10b保持一定。从而，在使用这样构成的APDP 11的偶次高次谐波混频器中，APDP 11的直流特性不随着LO波功率的变动及温度变化而显著变动，因而能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
根据实施例5的偶次高次谐波混频器也可以作为输入IF信号、输出RF信号及LO波的发送用混频器，在该情况下也可以获得同样的效果。
如以下所示，上述实施例5可以有很多变型例。
上述说明中假定IF信号是不平衡信号，但是该实施例5不局限于此，也适用于IF信号是平衡信号的情况。图28是表示根据本发明实施例5的一个变型例、用于输入输出平衡信号的IF信号的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。图中，40是设置在APDP 11和接地电位之间、只允许RF信号和LO波通过的高通滤波器(HPF)，6b是一端连接到HPF 40和APDP 11的接点、另一端连接到反相IF端子9b的低通滤波器(LPF)。HPF 40也可以是仅仅由电容构成的简单电路。然后，平衡信号的IF信号及其反相信号分别通过IF端子9a及反相IF端子9b输入输出。根据该变型例的偶次高次谐波混频器与图16的偶次高次谐波混频器进行同样的操作，与图27所示相同，APDP 11的直流特性也不随着LO波功率的变动及温度变化而显著变动，因而能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
另外，构成APDP 11的各个串联部分连接的二极管不限定一个，也可以将两个以上的二极管级联连接到构成APDP 11的各个串联部分。如上述实施例2所述，该变型例可以抑制输入信号的电平变大时的畸变量。
另外，图29中，17a是一端与第一二极管1a的阳极串联的第一电容，17b是一端与第二二极管1b的阴极串联的第二电容，18a是一端连接到第一二极管1a的阴极与第一电阻10a的接点的第三电容，18b是一端连接到第二二极管1b的阳极与第二电阻10b的接点的第四电容，19a是一端连接到第一二极管1a的阳极与第一电容17a的接点的第三电阻，19b是一端连接到第二二极管1b的阴极与第二电容17b的接点的第四电阻。第一电容17a和第二电容17b的另一端相互连接，该接点连接到接地电位。第一电阻10a和第二电阻10b相互连接，该接点连接到IF端子9a。第三电阻19a和第四电阻19b相互连接，该接点连接到反相IF端子9b。第三电容18a和第四电容18b的另一端相互连接，该接点通过HPF 4连接到RF端子7，并通过BPF 5连接到LO端子8。另外，第一电容17a和第二电容17b、以及第三电容18a和第四电容18b的电容值分别设定成能够让RF信号和LO波通过而阻止IF信号。
以下说明其操作。
以下说明假定RF信号及LO波分别施加于RF端子7及LO端子8，从IF端子9a及反相IF端子9b取出IF信号及其反相信号的接收用混频器。
施加于RF端子7的RF信号经由HPF 4输入APDP 11。输入的RF信号经由第三电容18a或第四电容18b输入第一二极管1a或第二二极管1b，而且经由第一电容17a或第二电容17b到达接地电位。从而，不会因第一到第四电阻10a、10b、19a、19b而发生RF信号的压降。另一方面，由于第一到第四电容17a、17b、18a、18b阻止直流电流，由第一二极管1a与第一及第三电阻10a、19a连接构成的一个串联部分(不同于第一串联部分)和第二二极管1b与第二及第四电阻10b、19b连接构成的另一个串联部分(不同于第二串联部分)所构成的并联电路与上述实施例1的APDP 11进行相同的操作。从而，在使用这样构成的APDP 11的偶次高次谐波混频器中，APDP 11的直流特性不随着LO波功率的变动及温度变化而显著变动，因而能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
另外，由于第一二极管1a或第二二极管1b产生的IF信号被第一电容17a和第二电容17b以及第三电容18a和第四电容18b阻止，IF信号及其反相信号分别通过第一电阻10a和第二电阻10b的接点以及第三电阻19a和第四电阻19b的接点输出。这时，由于第一到第四电容17a、17b、18a、18b表现出来的阻抗分别比第一到第四电阻10a、10b、19a、19b的电阻值小，RF信号被第一到第四电阻10a、10b、19a、19b阻止而不能到达IF端子9a及反相IF端子9b。从而，即使不需要以上所述实施例1到实施例3中必要的、只让IF信号通过的低通滤波器(LPF)，也可以将IF信号作为平衡信号输出。
根据实施例6的偶次高次谐波混频器也可以作为输入IF信号、输出RF信号及LO波的发送用混频器，在该情况下也可以获得同样的效果。
如以下所示，上述实施例6可以有很多变型例。
上述说明中假定IF信号是平衡信号，但是该实施例6不局限于此，也适用于IF信号是不平衡信号的情况。图30是表示根据本发明实施例6的一个变型例、用于输入输出不平衡信号的IF信号的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。该实施例中，去除连接到第三电阻19a和第四电阻19b的接点的反相IF端子9b，第一串联部分中的第一电阻10a、第一二极管1a及第一电容17a串联，第二串联部分中的第二电阻10b、第二二极管1b及第二电容17b串联。从而，作为不平衡信号的IF信号仅仅从IF端子9输入输出。该变型例中，APDP 11的直流特性也不随着LO波功率的变动及温度变化而显著变动，因而能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
另外，构成APDP 11的各个串联部分连接的二极管不限定一个，也可以将两个以上的二极管级联连接到构成APDP 11的各个串联部分。如上述实施例2所述，该变型例可以抑制输入信号的电平变大时的畸变量。
另外，图31中，10c是一端串联到第一二极管1a的阳极的第三电阻，10d是一端串联到第二二极管1b的阴极的第四电阻，16a是与第三电阻10c并联的第一电容，16b是与第四电阻10d并联的第二电容，18a是一端连接到第一二极管1a的阴极与第一电阻10a的接点的第三电容，18b是一端连接到第二二极管1b的阳极与第二电阻10b的接点的第四电容。第一电阻10a和第二电阻10b相互连接，该接点连接到IF端子9a。第三电阻10c及第四电阻10d的另一端相互连接，该接点通过LPF 6连接到反相IF端子9b，并通过HPF 40连接到接地电位。第三电容18a和第四电容18b的另一端相互连接，该接点通过HPF 4连接到RF端子7，并通过BPF 5连接到LO端子8。另外，第一到第四电容16a、16b、18a、18b的电容值分别设定成能够让RF信号和LO波通过而阻止IF信号。
以下说明其操作。
以下说明假定RF信号及LO波分别施加于RF端子7及LO端子8，从IF端子9a及反相IF端子9b取出IF信号及其反相信号的接收用混频器。
施加于RF端子7的RF信号经由HPF 4输入APDP 11。输入的RF信号经由第三电容18a或第四电容18b输入第一二极管1a或第二二极管1b，而且经由第一电容16a或第二电容16b以及HPF 40到达接地电位。从而，不会因第一到第四电阻10a、10b、10c、10d而发生RF信号的电压降。另一方面，由于第三和第四电容18a、18b阻止直流电流，由第一二极管1a与第一及第三电阻10a、10c连接构成的第一串联部分和第二二极管1b与第二及第四电阻10b、10d连接构成的第二串联部分所构成的并联电路与上述实施例1的APDP 11进行相同的操作。从而，在使用这样构成的APDP 11的偶次高次谐波混频器中，APDP 11的直流特性也不会随着LO波功率的变动及温度变化而显著变动，因而能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
另外，由于第一二极管1a或第二二极管1b产生的IF信号被第一到第四电容16a、16b、18a、18b阻止，IF信号及其反相IF信号分别通过第一电阻10a和第二电阻10b的接点以及第三电阻10c和第四电阻10d的接点输出。这时，由于第一到第四电容16a、16b、18a、18b表现出来的阻抗分别比第一到第四电阻10a、10b、10c、10d的电阻值小，RF信号被第一到第四电阻10a、10b、10c、10d阻止而不能到达IF端子9a及反相IF端子9b。从而，即使不需要以上所述实施例1到实施例3中必要的、只让IF信号通过的低通滤波器(LPF)，也可以将IF信号作为平衡信号输出。
根据实施例7的偶次高次谐波混频器可以作为输入IF信号、输出RF信号及LO波的发送用混频器，在该情况下也可以获得同样的效果。
如以下所示，上述实施例7可以有很多变型例。
上述说明中假定IF信号是平衡信号，但是该实施例7不局限于此，也适用于IF信号是不平衡信号的情况。图32是表示根据本发明实施例7的一个变型例、用以输入输出不平衡信号的IF信号的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。该实施例中，去除了通过LPF 6连接到第三电阻10c和第四电阻10d的接点的反相IF端子9b。从而，作为不平衡信号的IF信号仅仅从IF端子9输出。该变型例中，APDP11的直流特性也不随着LO波功率的变动及温度变化而显著变动，因而能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
另外，构成APDP 11的各个串联部分连接的二极管不限定一个，也可以将两个以上的二极管级联连接到构成APDP 11的各个串联部分。如上述实施例2所述，该变型例可以抑制输入信号的电平变大时的畸变量。实施例8图33是表示本发明实施例8的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。图中与图21所示具有相同符号的部分表示与实施例3的偶次高次谐波混频器的相同或相似的部分，以下省略其说明。根据本实施例8的APDP 11将第一串联部分中的第一电阻10a连接到第一二极管1a的阴极，第二串联部分中的第二电阻10b连接到第二二极管1b的阳极，使得APDP 11的一端中的第一电阻10a与第二电阻10b相互连接在一起。第一电容14a与第一电阻10a并联，第二电容14b与第二电阻10b并联。
另外，图33中，20a是一端串联到第一二极管1a的阳极的第三电容，20b是一端串联到第二二极管1b的阴极的第四电容，21a是一端连接到第一二极管1a的阳极与第三电容20a的接点的第三电阻，21b是一端连接到第二二极管1b的阴极与第四电容20b的接点的第四电阻。第一电阻10a和第二电阻10b的接点通过HPF 4连接到RF端子7、通过BPF 5连接到LO端子8，并通过LPF 6连接到IF端子9a。第三及第四电阻21a、21b的另一端相互连接，该接点连接到反相IF端子9b。第三及第四电容20a、20b的另一端相互连接，该接点连接到接地电位。另外，第一到第四电容14a、14b、20a、20b的电容值分别设定成能够让RF信号和LO波通过而阻止IF信号。
以下说明其操作。
以下说明假定RF信号及LO波分别施加于RF端子7及LO端子8，从IF端子9a及反相IF端子9b取出IF信号及其反相信号的接收用混频器。
施加于RF端子7的RF信号经由HPF 4输入到APDP 11。输入的RF信号经由第一电容14a或第二电容14b输入到第一二极管1a或第二二极管1b，而且经由第三电容20a或第四电容20b到达接地电位。从而，不会因第一到第四电阻10a、10b、21a、21b而发生RF信号的电压降。另一方面，由于第三和第四电容20a、20b阻止直流电流，所以，由第一二极管1a与第一及第三电阻10a、21a连接构成的第一串联部分和第二二极管1b与第二及第四电阻10b、21b连接构成的第二串联部分所构成的并联电路与上述实施例1的APDP 11进行相同的操作。从而，在使用这样构成的APDP 11的偶次高次谐波混频器中，APDP 11的直流特性也不会随着LO波功率的变动及温度变化而显著变动，因而能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
另外，由于第一二极管1a或第二二极管1b产生的IF信号被第一到第四电容14a、14b、20a、20b阻止，故IF信号及其反相IF信号分别通过第一电阻10a和第二电阻10b的接点以及第三电阻21a和第四电阻21b的接点输出。这时，由于第一到第四电容14a、14b、20a、20b表现出来的阻抗分别比第一到第四电阻10a、10b、21a、21b的电阻值小，所以RF信号被第一到第四电阻10a、10b、21a、21b阻止而不能到达IF端子9a及反相IF端子9b。从而，即使不需要以上所述实施例1到实施例3中必要的、只让IF信号通过的低通滤波器(LPF)，也可以将IF信号作为平衡信号输出。
根据实施例8的偶次高次谐波混频器可以作为输入IF信号、输出RF信号及LO波的发送用混频器，在该情况下也可以获得同样的效果。
如以下所示，上述实施例8可以有很多变型例。
上述说明中假定IF信号是平衡信号，但是该实施例8不局限于此，也适用于IF信号是不平衡信号的情况。图34是表示根据本发明实施例8的一个变型例、用以输入输出不平衡信号的IF信号的偶次高次谐波混频器结构的概略电路图。在该变型例中，去除了连接到第三电阻21a和第四电阻21b的接点的反相IF端子9b，第一串联部分中的第一电阻10a、第一二极管1a及第三电容20a串联，第二串联部分中的第二电阻10b、第二二极管1b及第四电容20b串联。这样，作为不平衡信号的IF信号仅仅从IF端子9a输入输出。该变型例中，APDP 11的直流特性也不随着LO波功率的变动及温度变化而显著变动，因而能够抑制由LO波的功率的变动及温度变化引起的变换增益的变动。
另外，构成APDP 11的各个串联部分连接的二极管不限定一个，也可以将两个以上的二极管级联连接到构成APDP 11的各个串联部分。如上述实施例2所述，该变型例可以抑制输入信号的电平变大时的畸变量。
工业上利用的可能性如上所述，本发明的偶次高次谐波混频器，适用于无线通信系统的收发装置中使用的正交调制器和正交解调器。
权利要求
1.一种偶次高次谐波混频器，它包括将第一二极管和第一电阻串联的第一串联部分与第二二极管和第二电阻串联的第二串联部分并联，使所述第一及第二二极管的极性相反的反并联二极管对。
2.如权利要求1所述的偶次高次谐波混频器，其特征在于所述第一串联部分具有与所述第一电阻串联并且包括所述第一二极管的多个串联二极管，以及所述第二串联部分具有与所述第二电阻串联并且包括所述第二二极管的多个串联二极管。
3.如权利要求1所述的偶次高次谐波混频器，其特征在于所述第一串联部分具有与所述第一电阻并联的第一电容，以及所述第二串联部分具有与所述第二电阻并联的第二电容。
4.如权利要求1所述的偶次高次谐波混频器，其特征在于将所述第一串联部分的所述第一电阻与所述第一二极管的阴极连接并且将所述第二串联部分的所述第二电阻与所述第二二极管的阳极连接，使得所述第一及第二电阻在所述反并联二极管对装置的一端彼此连接；以及所述偶次高次谐波混频器包括一端与所述第一电阻和所述第一二极管的接点连接的第一电容以及一端与所述第二电阻和所述第二二极管的接点连接的第二电容，通过所述第一电阻和所述第二电阻的接点进行IF信号的输入输出，所述第一电容的另一端和所述第二电容的另一端相互连接，在该接点施加LO波的同时，通过该接点进行RF信号的输入输出。
5.如权利要求3所述的偶次高次谐波混频器，其特征在于将所述第一串联部分的所述第一电阻与所述第一二极管的阴极连接并且将所述第二串联部分的所述第二电阻与所述第二二极管的阳极连接，使得所述第一和第二电阻在所述反并联二极管对装置的一端彼此连接，以及所述偶次高次谐波混频器包括一端与所述第一电阻和所述第一二极管的接点连接的第三电容以及一端与所述第二电阻和所述第二二极管的接点连接的第四电容，通过所述第一电阻和所述第二电阻的接点进行IF信号的输入输出，所述第三电容的另一端和所述第四电容的另一端相互连接，在该接点施加LO波的同时，通过该接点进行RF信号的输入输出。
6.如权利要求1所述的偶次高次谐波混频器，其特征在于将所述第一串联部分的所述第一电阻与所述第一二极管的阴极连接并且将所述第二串联部分的所述第二电阻与所述第二二极管的阳极连接，使得所述第一和所述第二电阻在所述反并联二极管对装置的一端彼此连接，所述第一串联部分包括与所述第一二极管的阳极连接的第一电容，而所述第二串联部分包括与所述第二二极管的阴极连接的第二电容，以及所述偶次高次谐波混频器包括一端与所述第一二极管的阳极连接的第三电阻；一端与所述第二二极管的阴极连接、另一端与所述第三电阻的另一端连接的第四电阻；一端与所述第一电阻和所述第一二极管的接点连接的第三电容以及一端与所述第二电阻和所述第二二极管的接点连接的第四电容，通过所述第一电阻和所述第二电阻的接点进行IF信号的输入输出，所述第三电容的另一端和所述第四电容的另一端相互连接，在该接点施加LO波的同时，通过该接点进行RF信号的输入输出。
7.如权利要求1所述的偶次高次谐波混频器，其特征在于将所述第一串联部分的所述第一电阻与所述第一二极管的阴极连接并且将所述第二串联部分的所述第二电阻与所述第二二极管的阳极连接，使得所述第一和第二电阻在所述反并联二极管对装置的一端彼此连接；所述第一串联部分包括与所述第一二极管的阳极串联的第三电阻和与所述第三电阻并联的第一电容，而所述第二串联部分包括与所述第二二极管的阴极串联的第四电阻和与所述第四电阻并联的第二电容，以及所述偶次高次谐波混频器包括一端与所述第一电阻和所述第一二极管的接点连接的第三电容以及一端与所述第二电阻和所述第二二极管的接点连接的第四电容，通过所述第一电阻和第二电阻的接点进行IF信号的输入输出，所述第三电容的另一端和所述第四电容的另一端相互连接，在该接点施加LO波的同时，通过该接点进行RF信号的输入输出。
8.如权利要求3所述的偶次高次谐波混频器，其特征在于将所述第一串联部分的所述第一电阻与所述第一二极管的阴极连接并且将所述第二串联部分的所述第二电阻与所述第二二极管的阳极连接，使得所述第一和第二电阻在所述反并联二极管对装置的一端彼此连接；所述第一串联部分包括与所述第一二极管的阳极串联的第三电容，而所述第二串联部分包括与所述第二二极管的阴极串联的第四电容，以及所述偶次高次谐波混频器包括一端与所述第一二极管的阳极连接的第三电阻以及一端与所述第二二极管的阴极连接、另一端与所述第三电阻的另一端连接的第四电阻。
全文摘要
一种偶次高次谐波混频器包括反并联二极管对部分(11),后者包含将第一二极管(1a)和第一电阻(10a)串联的第一串联部分以及将第二二极管(1b)和第二电阻(10b)串联的第二串联部分,将第一串联部分和第二串联部分这样并联,使得所述第一和第二二极管的极性相反。
文档编号H04N17/04GK1373928SQ00812693
公开日2002年10月9日 申请日期2000年7月10日 优先权日2000年7月10日
发明者下泽充弘, 矶田阳次, 高木直, 末松宪治, 谷口英司, 前田宪一, 伊东健治, 桂隆俊, 生岛贵之 申请人:三菱电机株式会社