专利名称：多导频搜寻用的可编程匹配滤波搜寻器的制作方法
背景技术：
I.发明领域本发明涉及通信。具体而言，本发明涉及用可编程匹配滤波搜寻器检测一个或多个导频信号的一种新颖改进方法和设备。
II.相关技术说明伪随机噪声(PN)序列常用于诸如IS-95空中接口标准及其派生标准IS-95-A和ANSI J-STD-008等(后文总称为IS-95标准)所说明的直接序列扩频通信系统，这些标准由美国电信业协会(TIA)颁布，主要用于蜂窝网通信系统中，IS-95标准编入码分多址(CDMA)信号调制技术。以在相同RF带宽上同时进行多路通信。与综合功率控制组合时，在相同带宽上进行多路通信，通过与其他无线通信技术相比频率重用增多等途径，增加能在无线通信系统中进行的呼叫和其他通信的总数量。4901307号和5103459号美国专利中揭示CDMA技术在多址通信系统中的应用，前者题目为“SPREAD SPECTRUM COMMUNICATIONSYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL ERPEATERS”，后者题目为“SYSTEMAND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONESYSTEM”均转让给本发明受让人，按参考文献在此引入。
图1提供采用IS-95标准配置的蜂窝网电话系统的高度简化说明。进行工作时，一组用户单元10a～10d通过与一个或多个基站12a～12d建立一个或多个RF接口，用CDMA已调RF信号进行无线通信。基站12与用户单元10之间的每一RF接口包含从基站12发来的前向链路信号和从用户单元发来的反向链路信号。利用这些RF接口，通常借助移动电话交换局(MTSO)14和公用交换电话网(PSTN)16与另一用户进行通信。尽管已公知采用附加RF链路或微波链路，却常经有线线路连接形成基站12、MTSO14和PSTN16之间的链路。
每一用户单元10通过用瑞克(分离多径)接收机与一个或多个基站12通信。5109390号美国专利说明瑞克接收机，该专利题目为“DIVERSITY RECEIVERIN A CDMA CELLUAR TELEPHONE SYSTEM”，转让给本发明受让人，按参考文献在此引入。瑞克接收机通常由一个或多个搜寻器和2个或多个接收指组成，前者用于对来自相邻基站的直接多径信号进行定位，后者用于接收并组合来自这些基站的信号。08/316177号共同待批美国专利申请中说明搜索器，该申请在1994年9月30日提出，题目为“MULTIPATH SEARCH PROCESSOR FOR SPREADSPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM”，转让给本发明受让人，按参考文献在此引入。
直接序列扩频通信系统的内在设计要求是接收机必须使其PN序列与基站的PN序列对准。IS-95中，各基站和用户单元采用准确相同的PN序列。基站通过在其产生PN序列中插入独特偏移与其他基站区别。IS-95系统中，全部基站均偏移64码片的整数倍。用户单元通过对基站分配至少一个接收指与该基站通信。所分配的接收指必须在其PN序列中插入适当偏移，以便与该基站通信。也可通过每一基站用独特的PN序列，而不是相同PN序列的独特偏移，区分基站。这时，接收指令调整其PN发生器，以对基站产生其分配的适当PN序列。
用户单元利用搜寻器对基站定位。09/283010号共同待批美国专利申请(后文称为010号申请)说明一种快速、灵活且硬件节省的匹配滤波搜寻器，该申请在1999年3月31日提出，题目为“PROGRAMMABLE MATCHED FILTER SEARCHER”，转让给本发明受让人，按参考文献在此引入。此搜索器对匹配滤波器的并行计算特性增添灵活性，使种种搜寻假设可用资源节省的方式高速进行数量可变的相干累加和数量可变的非相干累加。此搜索器的许多特性也可用于本发明，后文将较详细阐述。
美国FCC命令美国通信公司必须在2001年10月前对1 25米内发告警911呼叫的蜂窝网电话用户定位。除提供该命令的定位业务外，无线通信公司还关注提供产生收入的定位业务，诸如路旁定位辅助、交通定位更新、黄页电话号薄辅助等。
可用各种方法解决此问题，其中包括基于全球定位系统(GPS)的解决办法。全球定位系统包含24颗卫星的星座。每一卫星包含通过监视地面站与GPS时间同步的时钟。地面的GPS接收机能用从若干GPS卫星接收的信号决定位置和时间。
每一GPS卫星发射2个微波载波载送标准定位业务(SPS)所用信号的1575.42MHz L1载波和载送准确定位业务(PPS)所需信号的1227.60MHz L2载波。PSS由政府机构使用，可使定位准确度较高。
L1载波用粗捕获(C/A)码调制，该码是用1.023Mcps发送的1023码片伪随机码，用于民用定位业务。每一GPS卫星具有每1ms重复的其本身C/A码。PPS用的码是长度为267日的10.23MHz码。
每一GPS卫星具有不同的C/A码，该码属于称为Gold码的码系列。采用Gold码，因为这些码之间的交叉相关小。每一GPS卫星产生独特的C/A码序列。GPS接收机再现某一卫星的C/A序列，并且在全部偏移上使其与接收信号相关。求出相关时，将该码的起始时间称为接收机的到达时间(TOA)。TOA是卫星距离的度量，具有接收机时钟与GPS时间不相符合造成的偏移。TOA也称为伪距。一旦获得4颗卫星各自的伪距，通过解4个球面的交点即能算出定位。采用4颗卫星，使接收机时钟的确定性可得到消除。
如上所述，可仅根据从GPS卫星收到的信号完成GPS定位，但也能用混合方案完成该定位。可提供附加信息时，该混合方案还有助于减小定位任务的复杂度。一个例子是无线通信网，因为基站能提供信息，限制所需搜索窗，或者能提供与GPS时间相当的准确时间。09/187939号共同待批美国专利申请阐述一个那样的系统，该申请在1998年11月6日提出，该申请题目为“MOBILECOMMUNICATION SYSTEM WITH POSITION DETECTION TO FACILITATE HARDHANDOFF”，转让给本发明受让人，按参考文献在此引入。
搜索CDMA导频(或类似信号)所需的硬件与定位(无论是纯GPS还是混合定位)所需的硬件存在共同性。然而，与诸如IS-95中所述的单一导频码相反，诸如GPS的多导频码系统内在得利于同时搜寻一个以上导频码的能力。许多装置(诸如图1的用户单元10)在常规工作期间需要进行这两种搜寻。本领域需要组合CDMA导频搜寻与诸如GPS定位之类系统的多导频码搜寻的快速、灵活且节省硬件的搜寻器。
发明内容
说明一种新颖改进的搜寻方法和设备。此搜寻器组合诸如IS-95系统中有的多个单导频偏移搜寻能力和诸如GPS定位系统有的多导频搜寻能力。两种搜寻可在单一结构中完成，该结构组合匹配滤波器的并行计算特性与可用资源节省的方式对种种搜寻假设高速进行可变数量相干累加和可变数量非相干累加的灵活性。本发明考虑到以时间分片方式并行使用匹配滤波器结构，以搜寻多个窗。此外，搜寻器还考虑到各搜寻窗的任选性独立沃尔什解覆盖。分时法则顾及任何偏移的任造性频率搜寻。
利用匹配滤波器结构将I和Q信道数据解扩。匹配滤波器结构可配置成具有单一I/Q数据输入的一个大匹配滤波器，或可配置成受理多个信号，即实质上将匹配滤波器分成多个小匹配滤波器。该多个输入可以是来自诸如GPS网的多颗卫星等各种源的独立信号。
把来自匹配滤波器的同相幅度和正交幅度传到相干累加器对可编程的持续时间求总和。能以整个滤波器结构发生此相干累加，或可根据多个输入信号的每一个所关联匹配滤波器子集产生此相干累加。这些相干累加可供在DSP之类的装置中进一步处理。对单一导频搜寻，将这些相干累加取平方和，以产生能量度量。对第2可编程时间累加该能量度量，以进行非相干累加。所得结果的值用于判断该偏移下导频信号的似然性。
每一匹配滤波器结构包含接收数据用的N值移位寄存器、执行解扩和沃尔什解覆盖用的可编程抽头组和对滤波器抽头计算结果求总和的加法器结构。能以分时方式任选性地使用匹配滤波器结构，在为解扩提供各种抽头值流(抽头值中包含任选的沃尔什去覆盖)的多路选择器支配下，搜寻多个窗。此外，可增加任选相位旋转器，施加多路选择相位值，进行频率搜寻。匹配滤波器每一周期根据移位寄存器中的数据，产生一特定偏移(具有任选去覆盖和任选相位旋转)的中间计算，其中含N个计算。
以下结合附图阐述的详细说明，会使本发明的特征、目的和优点更清楚。附图内相同参考字符各处均作相同标示，其中图1是蜂窝网电话系统框图；图2是已有技术的可编程匹配滤波搜寻器框图；图3说明QPSK解扩器；图4说明BPSL解扩器；图5是根据本发明配置的匹配滤波搜寻器框图；图6A～6D包含根据本发明配置的较佳详细框图。
较佳实施例详细说明图2说明按照010号申请所揭示发明配置的搜寻器简化框图。这里重申010号发明的特点，下面要根据本发明作修改。本发明的一个新颖特征是尽管利用与010号发明所述非常相似的结构，都可增加GPS搜寻功能。
I数据和Q数据(以下称为DI和DQ)分别进入移位寄存器400和402。设此发明中匹配滤波器的规模为N，即移位寄存器中的存储位量数。数据以恒定速率连续载入，并通过移位寄存器不断移位。示范实施例中，数据以2倍码片速度载入。这里顾及在每一码片和半码片边界进行搜寻。
然后，移位寄存器400和402中的数据与I和Q PN序列(以下称为PNI和PNQ)中载入解扩器410的N位部分取相关。为了对QPSK扩展导频信号解扩，进行复解扩(DI+jDQ)·(PNI+jPNQ)＝(DIPNI+DQPNQ)+j(DQPNI-DIPNQ)。图3说明N级QPSK解扩器的一级。DI的N个值中的一个在乘法器600乘以相应的抽头值PNI，并且在乘法器604乘以相应抽头值PNQ。同样，DQ在乘法器604和606分别乘以抽头值PNI和PNQ。乘法器600和606的输出在加法器608中相加。在加法器610中从乘法器602的输出减去乘法器604的输出。加法器608的输出是解扩的I值。加法器610的输出是解扩的Q值。由于有N级，存在N个这种复数结果。
本发明还有助于BPSK解扩。这种情况下，只有一个PN序列用于取相关，该序列在解扩器410提供I和Q的抽头值。图3所示的电路能用作具有传给PNI和PNQ的单一PN序列的电路。图4示出仅需要BPSK解扩时能用的简化解扩器。DI和DQ分别在乘法器612和614乘以PN序列。所得结果在加法器616相加，以产生解扩的I值。在加法器618中从乘法器614的输出减去乘法器612的输出，以产生解扩的Q值。也有N级，因此存在N个复数结果。
虽然图3和图4示出采用多个乘法器，但本领域公知可简化。如示范实施例那样，抽头值为二进制时，仅包含值1和-1，并且为DI和DQ选择适当的数据格式，从而能使用“异”门和多路选择器(未详细示出)完成解扩步骤。
解扩器410产生的N个解扩的I和解扩的Q值分别在加法器420和422求总和。每次移位寄存器400和402中的数据改变，都在加法器420和422计算新的总和，如图2所示，各总和是一特定偏移的N码片相干累加。对可编程的周期数重复此处理，不改变解扩器410的抽头值。例如，示范实施例中，匹配滤波器的规模N为64。假设需要窗规模L为64，并且相干累加C为256。这种情况下，将适合窗始端的抽头值载入解扩器410，并且通过移位寄存器使该数据循环，每一周期产生来自加法器420和422的结果。
将每一结果分别载入相干累加器430和432。这些累加器以单一时间接纳多个累加。示范实施例中这些累加器基于RAM。每一周期时，检索适当的部分累加，加到加法器420或422的输出中，并且还在RAM中存储所得的部分累加。我们的例子中经过64个周期时，已将首端64个I和Q的总和载入累加器430和432。这此累加的每一个对应于C为64，因为该C是匹配滤波器的宽度。
在这期间，已经计算解扩器410的新抽头值组。进行这些计算，以便能再次测试第1次测试中通过的相同64个偏移假设。如果抽头值未变，则每一周期测试新的偏移直到搜寻完全部PN空间(与标准匹配滤波搜寻器相同)。对另一64个周期再次循环匹配滤波器处理过程。这时，每一结果与相应的部分累加进行相加，以便得到累加器430和432中存放的偏移。经过64个周期后，每一部分累加由2个64码片部分累加构成，对应于C为128。使过程重复2次以上，每次改变抽头，直到累加器累加完4个64个码片值，以达到期望的C为256。此配置中，搜寻器能对N的整数倍的任何C完成相干累加。由累加器430和432中存放的部分累加数决定能同时搜寻的窗规模。(由使用的二进制精确位数和采用换算时的换算法决定C的上限。本领域的技术人员能方便地设计适合所需C值的电路。)PN抽头值的载入进行如下依据要测试相同假设组还是新假设组测试开始，以不同的方式产生PN序列。较佳实施例中，通过基于线性反馈移位寄存器(LFSR)的PN发生器产生PN序列。最好用例子解释抽头产生的定时。较佳实施例中，匹配滤波器为N值宽，因而必须产生N位抽头序列。为了简化，我们假设用与PN发生器必须更新的速率相同的码片速率改变数据。这点与示例实施例中相反，该例中以2倍码片速率更新数据，因而每一PN状态使2个数据样值相关。假设我们希望对128的窗规模累加C＝192的值。假如我们的PN发生器产生载入解扩器410的适当始端的64个I和Q抽头值。64组的数据通过移位寄存器400和402进行循环。对每组的64个值计算相干I总和，并存入非相干累加器430，又计算64个值的相干Q总和，并存入累加器432。每一相干总和对应于搜寻的始端64个相继偏移假设中的一个。因为需要C为192，上述64个周期必须重复3次，以达到192。但必须采取适当的步骤，以便对输入数据在解扩器410中正确对准PN抽头。我们希望再次测试相同的偏移；以产生第2组相干值。产生输入数据用的PN发生器前移64码片。我们还需要在再测试相同偏移前64码片载入新PN值组。产生第1个64的和时，PN发生器产生这些值。对第3组重复此处理，以产生192码片的相干累加。
现已完成第1半的搜寻窗。产生输入数据用的PN发生器又前移64码片。如果解扩器410中载入相同的先行PN序列，会收集到本例不需要的始端64个偏移的数据。反之，我们希望引入测试下一64个偏移用的一个64偏移。只要通过不更新PN值就能做到这点(因为输入数据中的PN序列相对于目前解扩器410中的值已超前)。对第2半的窗进行始端64个计算时，必须将新的PN值组载入解扩器410，以收集相同偏移的更多数据，如上所述，重复此处理，直到累加完192码片的数据。
如上文所述那样，完成I和Q数据的相干累加时，对所得的值取平方和(I2+Q2)，如能量累加器440所示。将每个偏移的结果载入非相干累加器450。此累加器类似于累加器430和432，是能多重累加的累加器。对非相干累加的编程数M，每一偏移在搜寻窗累加独立相干累加值。每次在非相干累加器450存储能量，使相干累加器430和432的部分累加复原，以便进行其他C的计算。
本领域的技术人员会用无数解决方法处理非相干累加器450中存储的结果。示范实施例中，将非相干累加器450所存结果传到DSP460，审查其值，以判断搜寻窗中哪一偏移可能对应于导频信号的位置(假设存在该偏移)。DSP460可以是能进行所需操作的任何DSP或微处理器，该DSP460能控制全部匹配滤波器搜寻过程。该处理器可为搜寻器专用，或者搜寻功能可构成用户单元操作中DSP400所执行各种任务的一部分。如果需要，可对多个搜寻窗重复上述全部处理。
图5说明按照本发明修改的图2中的搜寻器。两个图中相同编号的对象相同，下面详细这些修改。
图2的N值移位寄存器400和402分别用M值移位寄存器401A～K系数和403A～K系列代替。每一M值移位寄存器401A～K和403A～K具有可选择的输入(能设定为分别从GPPSI1～K和GPSQ1～K选择GPS输入)或选择M值移位寄存器前的输出(始端寄存器401A和403A除外，该寄存器分别选择CDMA的I和Q序列)。
如上述那样配置CDMA导频搜寻时，将每一M寄存器配置成选择M值寄存器前的输出作为其输入(始端寄存器401A和403A除外，该寄存器分别选择CDMA的I和Q序列)。此模式中，M值移位寄存器401A～K和403A～K分别起与其代替的N值移位寄存器400和402相同的作用。
配置GPS搜寻时，每一M值移位寄存器401A～K和403A～K分别选择要译码的GPS信号的同相分量和正交分量(即GPSI1～K和GPSQ1～K)作为其输入。本领域的技术人员会理解，M值寄存器可以有各种配置。例如，可提供K个寄存器，但仅需要搜寻K/2个导频时，可成对配置K个寄存器，形成K/2个2M值寄存器。本发明的实现能选择M值移位寄存器401A～K和和403A～K中可选择输入的独立可编程性的程度，以适合这些寄存器的具体条件。
然后，用以上参照图3和图4所述的方式，在解扩器410对M值移位寄存器401A～K和403A～K的输出进行解扩。根据是需要CDMA导频搜寻还是需要GPS导频搜寻选择进行解扩的PN序列。将适当的码载入解扩器410。图5中，作为解扩器410的输入，仅示出一个同相码(PNI)和一个正交码(PNQ)。此配置要求级联K个GPS码，并且串行载入。本领域的技术人员知道如何提供附加抽头，使译码器的多节可载有GPS码或CDMA码，下文参照图6D详述此选项。(记住本发明示范实施例中选择的选项是CDMA和GPS的导频搜寻。本领域的技术人员会理解，本发明不难用于必须以可变数量的不同PN序列搜寻可变数量的源的其他情况。)图5中，图2的加法器420和422用后续附加加法器421B和423B的部分加法器421A和423A代替。加法器421A计算解扩同相结果的K个总和，加法器423A计算解扩正交结果的K个总和。搜寻器以GPS模式工作时，这些结果全部相加，所得结果分别传到多路选择器(mux)433和max434。搜寻器配置成用于CDMA寻频搜寻时，K个总和代表部分总和，加须分别在加法器421B和423B求和。加法器421B和423B的结果传到多路选择器433和434。
多路选择器433和434用于在部分总和(代表K个个体GPS导频的全部总和)与CDMA导频搜寻用的全部总和之间进行选择。所得结果分别传到相干累加器430和432。CDMA模式中相干累加法器430和432如以上参照图2所示那样起作用，无需修改，GPS模式时，仅累加器的存储单元有用，其结果必须传到诸如图中所示的DSP460之类的处理器，以便进行相干累加。另一选项是以可编程方式构建相干累加器430和432，使进行GPS搜寻时能重新配置综合的加法器(未示出)，以产生K个累加。上述每一种情况下，本示范实施例中，其所得结果都传送到DSP460，以进行能量计算、非相干累加、峰值检测和产生伪距所需的其他处理。由于CDMA导频检测用的硬件也可用于计算GPS检测的值，上述处理不是强制的。然而，不是CDMA时那样建立单一路径，而是需要建立K条路径，以提供K个所需结果。这需要K倍的硬处理速度增加K倍(假设现有硬件分量利用)。
相干累加器430和432得出的结果传到能量计算器440、非干累加器450，进而传到DSP460，用以上参照图2所示的方式进行处理。
图6A～图6D说明本发明的示范实施例。此实施例配置成支持CDMA搜寻，或者支持以010号申请所述CDMA搜寻器要求的硬件中受影响最小或增加最少的方式，同时搜寻8颗部GPS卫星。
图6A中，接收信号进入天线700，并且在接收机702进行RF处理任务，诸如放大、下变频、滤波和A/D变换。所得结果传到任选的匹配滤波器704和多路选择器706。该多路选择器706选择滤波型或非滤波型供包含块70A～G、710A～G和712A～G的8个GPS前端装置进行处理。码多普勒调整块708A～H接收来自多路选择器706的信号。所得码多普勒调整信号分别在旋转器710A～H中处理，以适应来自8颗卫星的独立频率多普勒效应。在抽选器712A～H抽选所得的这些信号。抽选是任选的。示范实施例中，以8×码片(或8倍码片速率)对来自接收机702的数字IQ样值取样。示范的抽选端712A～H提供速率可为8×码片(无抽选)、4×码片或2×码片的输出信号。抽选器712A～H的输出分别标为PATH_1至PATH_8。
图6B示出示范的码多普勒调整块。将其标为码多普勒调整块708A，但代表块708A～H。输入来自多路选择器706的IQ数据，并将其传到实施例中具有8个抽头的抽头延迟线716A。IQ数据还进到任选的内插滤波器714A。内插滤波器714A的输出传到实施例中也包含8个抽头的抽头延迟线718A。DSP(图6C中的DSP820)控制抽头延迟线716A和718A各自的输出，使其可选择。多路选择器720A选择抽头延迟线716A或716B的一个输出，将其传到旋转器710A，如上文所述。
图6C中，示出信号PATH_2至PATH_8分别进入多路选择器802B-H。这些多路选择器分别用于切换信号PATH_2至PATH_8与抽头延迟线(TDL)800A～G前的输出之间对TDL800B～H的输入。PATH_1直接馈入TDL800A。本领域技术人员了解任选对从天线700至输出PATH_1整个路径进行编程，使其代表CDMA导频搜寻数据或8个GPS搜寻导频之一的数据。TDL800A分别具有带8个抽头的长度16。此规模顾及半码片边界的计算。每一TDL800A～H的结果导至QPSK解扩器804A～H，对标为CDMA_PN的CDMA导频搜寻PN序列或GPS粗捕获序列CA_1_A至CA_8_A中的一个产生解扩。
作为替换，如图5中就解扩器410所示，可将码CA_1_A至CA_8_A通过CDMA_PN依序接入所示解扩器804A～H的单链状输入。示范实施例中，如图6C所示，各序列CA_1_A至CA_8_A分别直接馈入解扩器804A～H。图6D中示出这些序列的产生。每一信道的独立Gold码发生器(未示出)产生序列CA_1至CA_8，将其馈入TDL830A～H。这些TDL分别具有长度24，在0、4、8、16和24的位置带抽头。多路选择器832A～H以8×码片的速率选择这些抽头的输出，以产生信号CA_1_A至CA_8_A。这样就使各GPS信道在粗搜寻期间每一8码片间隔可搜寻多达跨越16码片×2的4个相邻窗。多路选择器834用于级联这些序列，以通过输入CDMA-PN传到QPSK解扩器804A。
解扩后的结果传到加法器804A～H，以产生标为GPS_SUM_1至GPS_SUM_8的值。这些值可供在相干累加器810进行累加。CDMA模式中，这些值代表部分总和，必须在加法器808求和。所得信号标为CDMA。CDMA信号可在旋转器812(此部件为任选项)中旋转，其结果也可供给相干累加器810。相干累加器依据当前的工作模式，在GPS总和与CDMA值之间进行选择。进行GPS搜寻时，将相干累加的结果传给DSP820。进行CDMA搜寻时，相干累加的结果则传到能量计算器814。这些结果还传到非相干累加器816，其输出送到DSP820。(注意，非相干累加后可进行其他硬件处理，而不是010号申请中讨论的DSP处理。)这样，已说明多导频搜寻用的可编程匹配滤波搜寻器的方法和设备。提供此说明，使本领域的任何技术能制作或使用本发明。上述实施例的各种修改对这些人员是显而易见的，并且可将这些规定的一般原理用于其他实施例而需发明才干。因此，本发明不要受这些实例限制，但要符合与这里所揭示的原理和新颖特征一致的最大范围。
权利要求
1.一种可编程匹配滤波搜寻器，其特征在于，包含移位寄存器，配置成单一移位寄存器或多级移位寄存器，用于接收来自一个或多个源的输入数据组；PN发生器，用于产生PN序列；可加载匹配滤波器，用于载入所述PN序列，对所述输入数据组解扩，并对中间结果求总和；累加器，用于接收所述总和，并将其按组累加，以产生累加和组。
2.如权利要求1所述的可编程匹配滤波搜寻器，其特征在于，从多个路径处理器接收来自所述多个源的所述输入数据组，每一所述多个路径处理器包含码多普勒调整块；频率旋转器；任选的抽选器。
3.一种可编程匹配滤波搜寻器，其特征在于，包含移位寄存器，配置成单一移位寄存器或多级移位寄存器，用于接收来自一个或多个源的输入同相(I)数据组；移位寄存器，配置成单一移位寄存器或多级移位寄存器，用于接收来自一个或多个源的输入正交(Q)数据组；PN发生器，用于产生PN序列；匹配滤波器，具有解扩器，用于接收所述I数据组、所述Q数据组和所述PN序列，并且产生解扩的I值组和解扩的Q值组；加法器，用于对所述解扩I值组求和，以产生I总和；加法器，用于对所述解扩Q值组求和，以产生Q总和；I累加器，用于接收所述I总和，并将其按组累加，以产生累加I总和组；Q累加器，用于接收所述Q总和，并将其按组累加，以产生累加Q总和组；能量计算器，用于接收累加I总和组和累加Q总和组，并对累加I总和组的各自一个取平方，累加Q总和组的各自一个取平方，并对所述I总和组和Q总和组各自一个取平方的结果求和，以产生能量值组；输出端，用于在所述能量计算器中进行处理前提供所述累加I总和组以及所述累加Q总和组。
4.如权利要求3所述的可编程匹配滤波搜寻器，其特征在于，还包含累加器，用于接收所述能量值组，并产生所述能量值组各自一个的累加。
5.如权利要求4所述的可编程匹配滤波搜寻器，其特征在于，所述PN发生器产生I和Q的PN序列；所述解扩器进行QPSK解扩。
6.如权利要求4所述的可编程匹配滤波搜寻器，其特征在于，所述解扩器进行BPSK解扩。
7.如权利要求4所述的可编程匹配滤波搜寻器，其特征在于，还包含多路选择器，用于接收多重PN序列，并传送该序列，分时共用所述可加载匹配滤波器，以根据所述多重PN序列产生附加总和组。
8.如权利要求4所述的可编程匹配滤波搜寻器，其特征在于，还包含多路选择器，用于接收一个或多个相位值；I和Q旋转器，用于接收所述I和Q可加载匹配滤波器的输出，根据所述多路选择器的相位输出旋转所述输出，并将所得结果传到所述I累加器和Q累加器。
9.一种可编程匹配滤波搜寻器，其特征在于，包含移位寄存器，配置成单一移位寄存器或多级移位寄存器，用于接收来自一个或多个源的输入数据组；多个PN发生器，用于产生多个PN序列；可加载匹配滤波器，用于载入所述多个PN序列，对所述输入数据组解扩，并对中间结果求总和；累加器，用于接收所述总和，并将其按组累加，以产生累加和组。
10.如权利要求9所述的可编程匹配滤波搜寻器，其特征在于，所述可加载匹配滤波器可配置成接收来自所述多个PN发生器之一的一个PN序列或来自所述多个PN发生器的多个PN序列。
11.一种进行可编匹配滤波搜寻的方法，其特征在于，包含以下步骤(a)存储一个或多个I和Q的数据组；(b)产生一个或多个PN序列；(c)用所述一个或多个PN序列对所述一个或多个I和Q的数据组进行解扩，以产生一个或多个I和Q的解扩值；(d)对所述解扩I值的结果求和；(e)对所述解扩Q值的结果求和；(f)分别累加解扩I值求和结果，以产生一个或多个累加结果；(g)分别累加解扩Q值求和结果，以产生一个或多个累加结果。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，还包含以下步骤(i)对累加所得的解扩I值取平方；(j)对累加所得的解扩Q值取平方；(k)将两个所述平方的结果相加。
13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，还包含累加所述平方和的步骤(l)。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，还包含步骤(h)，该步骤(h)在所述步骤(a)中存储所述多个I和Q的数据组时提供所述步骤(f)和(g)中计算的所述多个解扩I和Q值求和结果的累加结果作为输出，或者在所述步骤(a)中存储所述一个I和Q的数据组时进至执行所述步骤(i)到所述步骤(l)。
全文摘要
说明一种新颖改进的搜寻方法和设备。此搜寻器组合诸如IS－95系统中有的多个单导频偏移搜寻能力和诸如GPS定位系统有的多导频搜寻能力。两种搜寻可在单一结构中完成，该结构组合匹配滤波器的并行计算特性与可用资源节省的方式对种种搜寻假设高速进行可变数量非相干累加的灵活性。本发明考虑到以时间分片方式并行使用匹配滤波器结构，以搜寻多个窗。此外，搜寻器还考虑到各搜寻窗的任选性独立沃尔什解覆盖。分时法则顾及任何偏移的任造性频率搜寻。
文档编号H04J13/04GK1413392SQ00817605
公开日2003年4月23日 申请日期2000年12月20日 优先权日1999年12月21日
发明者G·C·西何, I·费夫里耶, I·康, C·派屈克 申请人:高通股份有限公司